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EMC设计技术 - 电磁兼容技术交流分享

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发表于 2014-12-11 00:38:31 | 显示全部楼层 |阅读模式

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这篇文章给出了在电气/电子/结构设计中实用的电磁兼容技术。本文的读者对象为电子产品设计人员,产品范围包括了从电源模块、单板计算机、马达驱动器等零部件到独立的或联网的产品,如计算机、视听设备、仪器等整个范围。

文章仲介绍的技术包括:
  1. 电路设计(数字电路、模拟电路、开关电源、通信设备)和器件选择
  2. 电缆和连接器
  3. 滤波器和瞬态干扰抑制
  4. 屏蔽
  5. 线路板设计(包括传输线)
  6. 静电放电、机电设备和电源功率因子校正

  由于已经有很多关于以上问题的教科书,因此这篇文章仅将问题提出并介绍最实用技术中的一些关键点,这些内容都是十分重要且实用的。但我们在这里并不介绍这些技术为什么管用,而仅介绍这些技术是什么,怎样应用。当然,了解这些技术的原理对于灵活应用这些技术是十分必要的,您可以参考其它教科书和参加我们的培训课程。

1.电路设计及EMC器件选择在新设计及开发项目的开始,正确选择有源与无源器件及完善的电路设计技术,将有利于以最低的成本获得EMC认证,减少产品因屏蔽和滤波所带来的额外的成本、体积和重量。 这些技术也可以提高数字信号的完整性及模拟信号信噪比,可以减少重复使用硬件及软件至少一次,这也将有助于新产品达到其功能技术要求,尽早投入市场。这些EMC技术应视为公司竟争优势的一部分,有助于使企业获得最大的商业利益。

1.1数字器件与EMC电路设计
1.1.1器件的选择
  大部分数字IC生产商都至少能生产某一系列辐射较低的器件,同时也能生产几种抗ESD的I/O芯片,有些厂商供应EMC性能良好的VLSI超大规模集成电路(有些EMC微处理器比普通产品的辐射低40dB);大多数数字电路采用方波信号同步,这将产生高次谐波分量,如图1示。时钟速率越高,边沿越陡,频率和谐波的发射能力也越高。因此,在满足产品技术指标的前提下,尽量选择低速时钟。在HC能用时绝不要使用AC,CMOS4000能行就不要用HC。要选择集成度高并有EMC特性的集成电路,比如:
  * 电源及地的引脚较近
  * 多个电源及地线引脚
  * 输出电压波动性小
  * 可控开关速率
  * 与传输线匹配的I/O电路
  * 差动信号传输
  * 地线反射较低
  * 对ESD及其它干扰现象的抗扰性
  * 输入电容小
  * 输出级驱动能力不超过实际应用的要求
  * 电源瞬态电流低(有时也称穿透电流)
  这些参数的最大、最小值应由其生产商一一指明。由不同厂家生产的具有相同型号及指标的器件可能有显著不同的EMC特性,这一点对于确保陆续生产的产品具有稳定的电磁兼容符合性是很重要的。
  高技术集成电路的生产商可以提供详尽的EMC设计说明,比如Intel的奔腾MMX芯片就是这样。设计人员要了解这些并严格按要求去做。详尽的EMC设计建议表明:生产商关心的是用户的真正需求,这在选择器件时是必须考虑的因素。在早期设计阶段,如果IC的EMC特性不清楚,可以通过一简单功能电路(至少时钟电路要工作)进行各种EMC测试,同时要尽量在高速数据传输状态完成操作。发射测试可方便地在一标准测试台上进行,将近场磁场探头连接到频谱分析仪(或宽带示波器)上,有些器件明显地比其它一些器件噪声小得多,测试抗扰度时可采用同样的探头,并连到信号发生器的输出端(连续射频或瞬态)。但如果探头是仪器专配的(不只是简单的短路环或导线),首先要检查其功率承受能力是否满足要求。测试时近场探头需贴近器件或PCB板,为了定位“关键探测点”和最大化探头方向, 应首先在整个区域进行水平及垂直扫描(使探头在各个方向相互垂直),然后在信号最强的区域集中进行扫描。

上升/下降时间为1ns的理想60MHz方波的频谱

上升/下降时间为1ns的理想60MHz方波的频谱

图1 上升/下降时间为1ns的理想60MHz方波的频谱

1.1.2不宜采用IC 座
  IC座对EMC 很不利,建议直接在PCB上焊接表贴芯片,具有较短引线和体积较小的IC芯片则更好, BGA及类似芯片封装的IC在目前是最好的选择。安装在座(更糟的是,插座本身有电池)上的可编程只读存储器(PROM)的发射及敏感特性经常会使一个本来良好的设计变坏。因此,应该采用直接焊接到电路板上的表贴可编程内存。
  带有ZIF座和在处理器(能方便升级)上用弹簧安装散热片的母板,需要额外的滤波和屏蔽,即使如此,选择内部引线最短的表贴ZIF 座也是有好处的。

1.1.3电路技术
  * 对输入和按键采用电平检测(而非边沿检测)
  * 使用前沿速率尽可能慢且平滑的数字信号(不超过失真极限)
  * 在PCB样板上,允许对信号边沿速度或带宽进行控制(例如,在驱动端使用软铁氧体磁珠或串联电阻)
  * 降低负载电容,以使靠近输出端的集电极开路驱动器便于上拉,电阻值尽量大
  * 处理器散热片与芯片之间通过导热材料隔离,并在处理器周围多点射频接地。
  * 电源的高质量射频旁路(解耦)在每个电源管脚都是重要的。
  * 高质量电源监视电路需对电源中断、跌落、浪涌和瞬态干扰有抵抗能力
  * 需要一只高质量的看门狗
  * 决不能在看门狗或电源监视电路上使用可编程器件
  * 电源监视电路及看门狗也需适当的电路和软件技术,以使它们可以适应大多数的不测情况,这取决于产品的临界状态
  * 当逻辑信号沿的上升/下降时间比信号在PCB走线中传输一个来回的时间短时,应采用传输线技术:
 a 、经验:信号在每毫米轨线长度中传输一个来回的时间等于36皮秒
 b 、为了获得最佳EMC特性,对于比a中经验提示短得多的轨线,使用传输线技术
  有些数字IC产生高电平辐射,常将其配套的小金属盒焊接到PCB地线而取得屏蔽效果 。PCB上的屏蔽成本低,但在需散热和通风良好的器件上并不适用。
  时钟电路通常是最主要的发射源,其PCB轨线是最关键的一点,要作好组件的布局,从而使时钟走线最短,同时保证时钟线在PCB的一面但不通过过孔。当一个时钟必须经过一段长长的路径到达许多负载时,可在负载旁边安装一时钟缓冲器,这样,长轨线(导线)中的电流就小很多了。这里,相对的失真并非重要。长轨线中的时钟沿应尽量圆滑,甚至可用正弦波,然后由负载旁的时钟缓冲器加以整形。

1.1.4扩展频谱时钟
  所谓的“扩展频谱时钟”是一项能够减小辐射测量值的新技术,但这并非真正减小了瞬时发射功率,因此,对一些快速反应设备仍可能产生同样的干扰。这种技术对时钟频率进行1% ~ 2% 的调制,从而扩散谐波分量,这样在CISPR16或FCC发射测试中的峰值较低。所测的发射减小量取决于带宽和测试接收机的积分时间常数,因此这有一点投机之嫌,但该项技术已被FCC所接受,并在美国和欧洲广泛应用。调制度要控制在音频范围内,这样才不会使时钟信号失真,图2是一时钟谐波发射改善的例子。扩展频谱时钟不能应用于要求严格的时间通信网路中,比如以太网、光纤、FDD、ATM、SONET和ADSL。
  绝大多数来自数字电路发射的问题是由于同步时钟信号。异步逻辑(比如AMULET微处理器,正由steve Furbe教授领导的课题组在UMIST研制)将大大地降低发射量,同时也可获得真正的扩频效果,而不只是集中在时钟谐波上产生发射。

图2 时钟扩频导致的辐射降低

图2 时钟扩频导致的辐射降低

图2 时钟扩频导致的辐射降低
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 楼主| 发表于 2014-12-11 00:46:37 | 显示全部楼层
1.2仿真器件和电路设计
1.2.1 选择仿真器件
  从EMC的角度选择仿真器件不象选择数字器件那样直接,虽然同样希望发射、转换速率、电压波动、输出驱动能力要尽量小,但对大多数有源仿真器件,抗扰度是一个很重要的因素,所以确定明确的EMC订购特征相当困难。
  来自不同厂商的同一型号及指标的运算放大器,可以有明显不同的EMC性能,因此确保后续产品性能参数的一致性是十分重要的。敏感仿真器件的厂商提供EMC或电路设计上的信噪处理技巧或PCB布局,这表明他们关心用户的需求,这有助于用户在购买时权衡利弊。

1.2.2 防止解调问题
  大多数模拟设备的抗扰度问题是由射频解调引起的。运放每个管脚都对射频干扰十分敏感,这与所使用的反馈线路无关(见图3),所有半导体对射频都有解调作用,但在模拟电路上的问题更严重。即使低速运放也能解调移动电话频率及其以上频率的信号,图4表明了实际产品的测试结果。
为了防止解调,模拟电路处于干扰环境中时需保持线性和稳定,尤其是反馈回路,更需在宽频带范围内处于线性及稳定状态,这就常常需要对容性负载进行缓冲,同时用一个小串联电阻(约为500)和一个大约5PF的积分反馈电容串联。
  进行稳定度及线性测试时,在输入端注入小的但上升沿极陡 (<1ns) 的方波信号(也可以通过电容馈送到输出端和电源端),方波的基频必须在电路预期的频带内,电路输出应用100MHz(至少)的示波器和探针进行过冲击和振铃检查,对音频或仪表电路也应如此,对更高速模拟电路,要选取频带更宽的示波器,同时注意使用探头的技巧。
  超过信号高度50%的过冲击表明电路不稳定,对过冲击应予以有效的衰减,信号的任何长久的振铃(超过两个周期)或突发振荡表明其稳定度不好。
  以上测试应在输入及输出端均无滤波器的情况下进行,也可以用扫频代替方波,频谱分析仪代替示波器(更易看出共振频率)

图3 任何半导体器件都会发生解调,所有引线都敏感

图3 任何半导体器件都会发生解调,所有引线都敏感

图3 任何半导体器件都会发生解调,所有引线都敏感

图4 运算放大器能够有效地解调射频信号

图4 运算放大器能够有效地解调射频信号

图4 运算放大器能够有效地解调射频信号

1.2.3其它模拟电路技术
  获得一稳定且线性的电路后,其所有联线可能还需滤波,同一产品中的数字元电路部分总会把噪声感应到内部联机上,外部联机则承受外界的电磁环境的骚扰。滤波器将在后面介绍。
  决不要试图采用有源电路来滤波和抑制射频带宽以达到EMC要求,只能使用无源滤波器(最好是RC型)。在运放电路中,只有在其开环增益远大于死循环增益时的频率范围内,积分反馈法才有效,但在更高频率,它不能控制频率响应。
  应避免采用输入、输出阻抗高的电路,比较器必须具有迟滞特性(正反馈),以防止因为噪声和干扰而使输出产生误动作,还可防止靠近切换点处的振荡 。不要使用比实际需要快得多的输出转换比较器,保持dv/dt在较低状态。
  对高频模拟信号(例如射频信号),传输线技术是必需的,取决于其长度和通信的最高频率,甚至对低频信号,如果对内部联接用传输线技术,其抗扰度也将有所改善。
  有些模拟集成电路内的电路对高场强极为敏感,这时可用小金属壳将其屏蔽起来(如果散热允许),并将屏蔽盒焊接到PCB地线面上。
  与数字电路相同,仿真器件也需要为电源提供高质量的射频旁路(去耦),但同时也需低频电源旁路,因为仿真器件的电源噪声抑制率(PSRR)对1kHz以上频率是很微弱的,对每个运放、比较器或数据转换器的每个模拟电源引脚的RC或LC滤波都是必要的,这些电源滤波器转折频率和过渡带斜率应补偿器件PSRR的转折频率和斜率,以在所关心的频带内获得期望的PSRR。
  一般的EMC设计指南中都很少涉及射频设计,这是因为射频设计者一般都很熟悉大多数连续的EMC现象,然而需要注意的是,本振和IF频率一般都有较大的泄漏 ,所以需要着重屏蔽和滤波。  

1.3 开关电源设计
开关电源的特征就是产生强电磁噪声,若不加严格控制,将产生极大的干扰。下面介绍的技术有助于降低开关电源噪声,能用于高灵敏度的模拟电路。

1.3.1 电路和器件的选择
  一个关键点是保持dv/dt和di/dt在较低水平,有许多电路通过减小dv/dt和/或di/dt来减小辐射,这也减轻了对开关管的压力,这些电路包括ZVS(零电压开关)、ZCS(零电流开关)、共振模式.(ZCS的一种)、SEPIC(单端初级电感转换器)、CK(一套磁结构,以其发明者命名)等。
  减小开关时间并非一定就能引起效率的提高,因为磁性组件的RF振荡需要强损耗的缓冲,最终可以观察到不断减弱的回程。使用软开关技术,虽然会稍微降低效率,但在节省成 本和滤波/屏蔽所占用空间方面有更大的好处。

1.3.2 阻尼
  为了保护开关管免受由于寄生参数等因素引起的振荡尖峰电压的冲击常需要阻尼,如图5示。阻尼器连到有问题的线圈上,这也可以减小发射。
  阻尼器有多种类型:从EMC角度看,RC阻尼器通常在EMC上是最好的,但比其它的发热多一些。权衡各方面的利弊,在缓冲器中应谨慎使用感性电阻。

图5 开关电源电路中需要阻尼

图5 开关电源电路中需要阻尼


1.3.3 散热器
  散热器与集电极或TO247功率器件的漏极之间有50pF的电容,因此可以产生很强的发射。仅仅直接地把散热片连到机壳,这只是把噪声引向大地,很可能不能减小总体发射水平。
  较好的做法是:把它们连到一恰当的电路结点——一次整流输出端,但要注意安全要求。具有屏蔽作用的绝缘隔离片可以连接到开关管上,把它们屏蔽内层接至一次整流端,散热片要么悬浮要么连到机壳。
  散热片也可以通过电容连到有危险电压的在线,电容的引线和PCB轨线构成的电感可能会与电容 “谐振”,这可对解决某些特殊频率上的问题特别有效。应该在样机上多次试验,最终找到散热片的最佳安装方法。

1.3.4 整流器件
  用于一次电源上的整流器和二次整流器,因为其反向电流,可以引起大量的噪声,最好使用快速软开关型号的器件,如图6示。

图6 快恢复软开关整流器的改进

图6 快恢复软开关整流器的改进

图6 快恢复软开关整流器的改进

1.3.5 磁性组件有关问题及解决方案
  特别需注意的是电感和变压器的磁路要闭合。例如,用环形或无缝磁芯,环形铁粉芯适合于存储磁能的场合,若在磁环上开缝,则需一个完全短路环来减小寄生泄漏磁场。
  初级开关噪声会通过隔离变压器的线圈匝间电容注入到次级,在次级产生共模噪声,这些噪声电流难以滤除,而且由于流过路径较长,便会产生发射现象。
  一种很有效的技术是将次级地用小电容连接到初级电源在线,从而为这些共模电流提供一条返回路径,但要注意安全,千万别超出安全标准标明的总的泄漏地电流,这个电容也有助于次级滤波器更好的工作。
  线圈匝间屏蔽(隔离变压器内)可以更有效地抑制次级上感应的初级开关噪声。虽然也曾有过五层以上的屏蔽,但三层屏蔽更常见。靠近初级线圈的屏蔽通常连到一次电源在线,靠近次级线圈的屏蔽经常连到公共输出地(若有的话),中间屏蔽体一般连到机壳。在样机阶段最好反复实验以找到线圈匝间屏蔽的最好的连接方式。
  以上两项技术也能减小输入端上感应的次级开关噪声。适当大小的输出电感可以将次级交流波形变成半正弦波(图7上半部分),因此可以显著地减小变压器绕组间噪声(直流纹波和噪声)。但这仍将在波形不连续处产生噪声骚扰,比较好的方法采用适当大小的两边绕线的磁性组件,如图7下半部分所示,这里的黑点标志绕线的始端(一般惯例),这样便可在次级得到无噪声的完整正弦波,还能改善直流纹波和噪声,同时也能减小发射。

图7 用输出电感改善输出噪声

图7 用输出电感改善输出噪声

图7 用输出电感改善输出噪声
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 楼主| 发表于 2014-12-11 00:53:57 | 显示全部楼层
1.3.6 时钟扩频
  与数字时钟扩频相似的一项技术,防止发射集中在几个窄带频点,这在开关电源中同样有效,扩频范围经常比1%或2%大很多,有些大功率电源生产商几乎采用白噪声。
1.4 信号通信器件及电路设计
1.4.1 最好使用非金属导线通信
  金属电缆通信有许多EMC问题。从EMC方面考虑,最佳通信方式是红外线(如IRDA)或光纤,只要发射机噪声不是很大且接收机有一定的抗扰性(目前金属外壳屏蔽的种类很多)就不会发生问题。
  使用不含金属的光纤时,经常可以直接将光纤穿过屏蔽体连接到内部PCB板或电路模块上,而不会破坏屏蔽体的屏蔽效能;然而,金属电缆则必须在穿过屏蔽体的地方进行滤波和/或屏蔽搭接。

 1.4.2 金属导线通信技术
  单端信号通信技术在发射和抗扰度方面的EMC性能都很差,因此仅限于在低频、低数据传输率和短距离场合应用。只要保持PCB所有轨线下的地线面的完整性,同时不通过任何连接器或电缆,这种通信方式就不会有不良影响。因此单一PCB 产品往往是成本最低的。
  为了获取优质完整信号和EMC特性,高频或远程(有时甚至在线路板上 )信号需用平衡信号来发送和接收,这将在本节着重讨论。
  图8是一个优劣对比的例子,该实例中传感器输出的毫伏级信号通过电缆连接到一个放大器上。在第一种连接中,将电缆屏蔽层和零电压点连接起来是不好的,这里使用的“小辫”连接方式也不好,另外电缆屏蔽层仅一端接地同样是不可取的。在宽阔或工业场地中,当电缆屏蔽层两端接地时,会有电缆屏蔽层发热的问题,要解决这个问题应采用在平行地导体(PEC)上铺设通信电缆以使两端等电位的方法,而不能采用将屏蔽层一端悬浮起来的方法来解决。这个PEC可以是接地网状的金属件、电缆管或专门为此目的而铺设的较粗的标准电缆。对电缆铺设方面的EMC技术的进一步讨论超出了本节范围,但IEC61000-5-2是很有用的参考数据。

图8 通信中的正确与错误连接

图8 通信中的正确与错误连接

图8 通信中的正确与错误连接

  对于低频信号(1MHz以下)通信中,出于抗扰度的考虑,采用较高电压是有好处的,但对于10MHz以上的频率,这将引起较强发射,因此应采用较低的电压(例如用于ECL和LVD芯片的电压)。
  传输线技术对高速模拟或数字信号是必要的,这取决于连接线长度和通信的最高频率(见第5章)。即使是低频信号,在其内部连接采用传输线技术,也将使其抗扰度大大提高。
  平衡驱动/接收电路在减少发射和改善抗扰度上更为有效,RS485是平衡通信的一个例子。最重要的一点是在整个频率范围内达到良好的平衡输入/输出。使用平衡输入/输出接收/驱动芯片是最基本的方法,但也可用隔离变压器,这还可增加共模抗扰度。
  为获得最佳的发射和抗扰度性能,采用平衡结构的双绞线或屏蔽双绞电缆是必要的。双绞线中的微小差异(即使是标识绝缘材料的颜料的介电常数)也是相当重要的。
  平衡是非常重要的,因此在高性能电路中,即使PCB布局本身也要处于物理平衡(镜像)状态,同时务必将平衡线布置在线路板的同一层。平衡所获得的效果用共模抑制比(CMPR)来度量。
  当用变压器获得电隔离时,其绕组间电容限制了高频时的CMRR。为了在所关心的整个频带内获得连续的良好共模抑制性能,要串联一个共模扼流圈。共模扼流圈一定要贴近电缆或连接器。即使采用平衡输入/输出芯片,其CMRR在较高频率也会降低,因此也需要共模扼流圈。图9说明了这两个例子,这两种方法对任意速率或频带的数字及模拟通信都能改善发射和抗扰度。图10表明如何选择变压器及共模扼流圈,以使所关心的整个频带都具有良好的CMPR共模抑制比。

图9 性能良好的高速电路实例

图9 性能良好的高速电路实例

图9 性能良好的高速电路实例

图10 选择磁性器件使全频段内有较高的CMRR

图10 选择磁性器件使全频段内有较高的CMRR

图10 选择磁性器件使全频段内有较高的CMRR

  对于专业的音频通信网路,信号频率延伸到20Hz或更低,因此隔离变压器需要做得很大,其绕组间巨大的寄生电容使CMPR在1MHz以就下降至0,因此需要更大的共模扼流圈,以保证在100kHz以下的仍有一定的CMRR。很难找到一个在整个频段内都能提供理想的CMPR的共模扼流圈, 因此要解决整个频段内的共模抑制问题可能需要将两个以上的共模扼流圈串联起来。
  当使用同轴电缆而不用双绞线或屏蔽双绞线时,若EMC和信号完整性受到破坏,图11中所使用的技术将有助于获得最大的改善。

图11 一些性能较低的通信电路

图11 一些性能较低的通信电路

图11 一些性能较低的通信电路

  很多通信仍是低频或低速率的,其信号并非很容易引起发射或受到干扰(例如,进出8位模数转换器的模拟信号就没有12位转换器敏感,事实上16位元和更高位的转换器会更敏感)这样的信号经常在多芯电缆中以单根导线传送以节省成本,如图12示(RS232应用的一个例子)。
  这里一根电缆有N股芯线,最好在电缆每一端通过有N个绕组的共模扼流圈连到电路上,图12表明了一8芯电缆上使用的7绕组共模扼流圈,因为一根芯线按RS232标准连到机壳地。
RS232仅适于短程通信,因为其单端信号在以发射方式辐射能量时,其完整性很快受损。因此,尽管图12(图11底部电路也如是)看似很简单,但单端信号的使用需要注意共模抑制和/或电缆和/或连接器的质量,(电缆、连接器种类和质量在第二章讨论)。
  使用具有很慢输出沿的驱动信号可大大降低发射程度,另外,标准驱动电路可经过滤波来减少其高频分量。

图12 低速率数据电路的例子(这是RS232)

图12 低速率数据电路的例子(这是RS232)

图12 低速率数据电路的例子(这是RS232)

1.4.3 光隔离器
  光隔离器对数字信号来说是一项常用的技术,但典型光耦的输入/输出电容大约为1pF,这在10MHz以上的频率范围内阻抗很低,通过与电路阻抗相配合,便破坏了电缆中信号的平衡。
  如前所述,选择合适的共模扼流圈将恢复高频时的平衡,解决在进行快速前沿信号通信时具有的发射或抗扰度问题,图13是在高速光隔离连接中的一个成功例子。

图13 高速率光耦

图13 高速率光耦

图13 高速率光耦
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 楼主| 发表于 2014-12-11 00:58:07 | 显示全部楼层
  许多低速数据信号中使用光耦,并且经常采用同轴或多芯电缆,多芯电缆中的每一根导线传输一路信号,并有一根公共回流线。这些实例中,只要在接到光耦的每根信号在线串联一个铁氧体磁环就能有效地控制高频干扰。
现在,模拟信号也能通过光耦进行隔离,线性度可达0.1%(例如,用IL300等器件)。
 1.4.4 外部I/O保护
  外部I/O电缆完全暴露在电磁环境中。对给定的信号和半导体器件来说,以上各图中EMC性能较好的电路仅需要较少的滤波或保护措施。
  所有上述的通信电路都可能需要额外的滤波以满足电磁兼容要求。
  对于ESD、瞬态和浪涌现象,如果图9、图11、.图13各图中的上半部分电路中的隔离变压器或光耦能经受住所施加的电压,则能够提供较好的保护。射频滤波也能对ESD或快速瞬变脉冲提供一定程度的保护作用。
  以上无隔离变压器或光耦的电路几乎均需用二极管或瞬态抑制器进行过压保护,但在低速数据流或低频时采取有力的滤波措施也能解决问题。对于控制信号,可在紧靠连接器的地方串联10K或100K电阻,然后用100nF或10 nF 的电容接到PCB地线面上,这样对几乎所有电磁干扰都会产生很好的屏障作用,不过这样会使逻辑状态的翻转变得迟缓。
  数字通信通常需遵循完善的数字协议,以防止数据冲突,因为保护装置只是阻止对半导体器件的物理损坏。
  在样机电路板上预留布置额外保护性器件的地方,同时要及早测试,以弄清其必要性。
1.4.5“无地”和“浮地”通信
  电隔离的另一说法是“无地”和“浮地”,但这些术语常被误解或误用。
  以上采用隔离变压器或光耦的电路都是“无地”和“浮地”的极好例子,因为在没有电流从通信设备经0V或机壳在TX和RX 间流动。即使电缆屏蔽层两端被连接到机壳上,也是这样。事实上,泄漏电流会流过寄生电容,在CMRR很小时这个电流可意外地达到很大的值。
  术语“无地”和“浮地”有时也用于电平衡输入或输出,如图9的下半部分电路。尽管CMRR特性较好的电路仍会通过0V或机壳产生低的泄漏,但这种电路并没有进行电隔离,对浪涌更脆弱。电平衡电路也因两导线中某一条不经意接地时产生不稳定现象而引起注意。
  需要注意的是,实际的隔离效果受到给两边设备供电的电源本身隔离效果的限制。
  决不能试图通过去掉任意一个设备的保护地来获得“无地",这样将导致严重人身伤害后果,同时也与必须遵循的几条标准相抵触。若存在“地环路”问题,可用适当的电路和安装技术(比如PEC),但千万别牺牲安全性。
  最好避免象“无地”和“浮地”之类的术语,代之以简单电路术语陈述实际所需或想要表示的意思。

屏蔽层不能两端端接的情况:
  在一些场合,明确规定不能通过电缆屏蔽层或其它导体连到设备地,有关设备依然连到电源系统地,但接地系统用特殊方式进行控制。这不利于用低成本获得EMC,屏蔽层仅一端连接将使电路及其导体的平衡更加重要,这对一个给定信号来说,想达到预期的发射及抗扰度特性更困难,而且费用更昂贵。
  就安全性而言,还要注意表面漏电流和绝缘间距。在较大的设备上,当屏蔽层没有两端端接时,脉冲可在未连接处引起电弧,还可能引发火灾或有毒气体。当脉冲到来时,若人体碰巧触摸屏蔽层和其它设备,人体也能感觉到电流的冲击。很显然,若电缆屏蔽层两端不端接,则会在一些电缆和电路器件上增加额外的电气及EMC压力,使脉冲、瞬变和ESD破坏更容易发生。

 1.4.6 危险区和高度安全通信
  在正常和异常条件下,需采取特殊的装置限制最大有效功率,有时也需要其它一些限制。由专业化公司制造的这些装置的EMC性能是至关重要的。

 1.4.7 通信协议
  数字通信数据传输协议对发射和抗扰度来说是极其重要的,购买执行这些协议的芯片比自己研制好得多。一般的协定简单明了,但却不利于EMC。执行CAN 、MIL—5TD—1553、LONWORKS等协议的芯片内凝聚了数百个人年的干扰抑制经验,任何一个普通的工程组都不能与之相比,因此多花点钱购买现成的产品是值得的。本章不进一步讨论协议的具体内容。

 1.5 无源器件的选择
  所有的无源器件都包含寄生电阻,电容和电感。在高频及EMC问题容易发生的高频段,这些寄生参数经常占主导地位,并使器件功能彻底发生变化。例如,在高频,碳膜电阻或者变成电容(由于大约0.2PF的旁路电容C),或者变成电感(由于引线自感和螺线),这二者甚至会谐振,从而使结果变得更为复杂;线绕电阻在几干赫兹以上是无用的,而1kΩ以下的碳膜电阻直到几百兆赫兹仍保持其电阻性。
  电容由于其内部结构和其外引线自感的影响会发生谐振,超过第一个谐振频率点后,就呈现显著的感抗。
  从EMC角度,表贴组件是首选器件,因为其寄生参数小得多,而且能在直到很高的频率提供令人满意的参数。比如,表贴电阻(1k(以下)在1GHz时仍保持电阻性。对器件的限制还有功率(尤其是对付浪涌的)、dv/dt承受能力(若dv/dt值过大,固体钽电容就会短路),di/dt承受能力等。严重的温度系数也会影响无源器件,必要时要降额使用。
  对电容而言,陶瓷介质常具有最好的高频率特性,所以表贴陶瓷电容往往是最好的。有些陶瓷介质具有很大的温度或电压系数,但COG或NPO材料没有温度及电压系数可言,是性能非常稳定的高质量高频率电容器。但当容量大于1nF时,其外形比较大,且比其它介质的陶瓷电容贵得多。
  SMD组件较有引线的组件的功率标称值低,但由于大功率往往发生在较低频率,在这些地方还是可以使用引脚组件的。磁性组件应具有闭合磁路,这已在上面提到过,这对抗扰度和发射都是重要的。若不可完全避免(收音机磁性天线是什么形状?),使用棒状磁芯扼流圈和电感时必须倍加小心。即使用在线性电源中的电源变压器,在把级间屏蔽层接至保护地时,也可以有较好的EMC特性。
  无源器件的所有这些非理想性,使滤波器设计比教科书仲介绍的电路复杂得多,而且没有仿真分析工具可用。当将无源器件在高频下使用时,(例如,将高达1GHz的干扰电流耦合至地平面),了解所有的寄生参数是十分有用的,通过简单的累加可以推断其影响。合格器件的生产厂商向用户提供了产品有关的寄生数据,有时甚至还提供宽频带范围的阻抗特性(这些常常揭示出器件自身的谐振)。
  有些无源器件需安全评定,尤其是连到危险电压上的所有器件,交流电源通常是最严重的。最好只使用符合安全标准且印有其识别标志(SEMKO、DEMKO、VDE、UL、CSA等等)的组件。但组件上的标识符号并不意味什么,更好的办法是给符合安全标准的组件取得全部测试认证的一份副本,同时检查应注意的一切现象。
  如果在高速信号的场合或要满足EMC的场合使用寄生参数未知的无源器件,可能要进行多次设计,并推迟产品推上市场的时间。
2 电缆都是天线
2.1 频谱利用及潜在的干扰
  图14给出了日常生活中常用的频率范围,包括交流电源频率、音频、长、中、短波收音机占有的频段、调频及电视广播、蜂窝电话常用的900MHz及1.8GHz。但实际的频谱远比这拥挤得多,9KHz以上的频段几乎都被用于特定的场合。随着微波技术广泛应用于日常生活,该图中所示的频率也很快将扩展至10GHz(甚至100GHz)。
  图15在图14上覆盖了一些大家不太熟悉的频谱,这些频谱是普通电气及电子设备所发射的。

图14 日常生活中使用的频率

图14 日常生活中使用的频率

图14 日常生活中使用的频率

图15 迭加我们产生的干扰后的频谱

图15 迭加我们产生的干扰后的频谱

图15 迭加我们产生的干扰后的频谱

  交流电源整流器件在基频至相当高的谐波频率范围内均可发射开关噪声,具体情况取决于这些器件的功率。5千伏安左右的电源(线性或开关模式)由于其50或60Hz桥式整流所产生的开关噪声,通常在数MHz频率以下不能满足传导发射的限制要求。可控硅直流电机驱动装置及交流移相控制系统所产生的噪声也大致如此。这些噪声极易干扰中长波和部分短波广播。
  开关电源的工作基频一般在2kHz至500kHz之间。开关电源在其工作频率1000倍的频率处仍具有很强的发射是常见的。图15给出了个人计算机中常用的频率为70kHz的开关电源的发射频谱。这将干扰包括调频广播在内的广播通信。图15中还给出了由16MHz时钟微处理器或微控制器产生的典型发射频谱。这些器件的发射通常会在200MHz甚至更高的频率超过发射极限值。目前,由于个人计算机采用400MHz甚至1GHz以上的时钟频率,因此数字技术必然会对高端频谱产生干扰。
  之所以会发生以上各种现象,是因为所有导体都是天线。它们把传输的电能转变成电磁场,然后泄漏到广阔的环境中。同时,它们也能把其周围的电磁场转变成传导电信号。这是放之四海而皆准的真理。因此,导体是信号产生辐射发射的主要原因,也是外来场使信号受到污染的原因(敏感度和抗扰度)。

 2.2 导体的泄漏与天线效应
  电场(E)由导体上的电压产生,磁场(M)由环路中流动的电流产生。导体上的各种电信号均可产生磁场和电场,因此,所有导体都可将其上的电信号泄漏至外部环境中,同时也将外部场导入信号中。
  在远大于所关心频率的波长(λ)的1/6处,电场和磁场汇合成包含电场和磁场的完整电磁场(平面波)。例如:对于30MHz,平面波的转折点在1.5m;对于300MHz,平面波的转折点在150m;对于900MHz,平面波的转折点在50m。因此随着频率的增加,仅仅把导体视为电场或磁场的发射和接收器是不够的,如图16示。

图16 电场和磁场随着距离增加变为电磁场

图16 电场和磁场随着距离增加变为电磁场

图16 电场和磁场随着距离增加变为电磁场

  随频率增加的另一个效应是:当波长(λ)与导体的长度比拟时,会发生谐振。这时信号信号几乎可以100%转换成电磁场(或反之)。例如,标准的振子天线仅是一段导线,但当其长度为信号波长的1/4时,便是一个将信号转变成场的极好的转换器。
  虽然这是一个很简单的事实,但对于使用电缆及连接器的技术人员而言,认识到所有的导体都是谐振天线这一点很重要。 显然,我们希望它们都是效率很低的天线。如果假定导体是一个振子天线(很适合我们的目的),我们就可以利用图17来帮助我们分析。

图17 电缆长度与天线效率

图17 电缆长度与天线效率

图17 电缆长度与天线效率

  图17的纵轴表示导体长度(单位:米),为了便于观察,将图15的频谱复制出来。最右边的斜线给出了导体成为理想天线时导体的长度与频率的关系。
  很明显,在常用的频段内,即使很短的导体也能产生发射和抗扰度问题。可以看到,在100MHz处,1米长的导体就是很有效的天线,在1GHz处,100mm的导体就成为很好的天线。这个简单的事实就是使EMC被称为“黑色艺术”的主要原因。
  前几年, 日常生活中广泛使用的频率都较低,典型的电缆不能成为很有效的天线,这就是为什么电气配线“惯例”趋于过时的原因。
  图17中,中间的斜线表示虽然导体没有成为高效的天线,但仍有可能引起问题的导体长度。左边的斜线表示导体的长度极短,其天线效应可忽略的情况(特别严格的产品除外)。有人说:“没问题,我已经接地了”,你听这话多少次了?在EMC业界人士中,射频是色盲是经常的笑话。因此不能将传输射频信号的黄/绿色导线(美国标准中规定安全地线为黄/绿色)想象成很好的地,并且,所有用于接地的导体也都是天线。
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 楼主| 发表于 2014-12-11 01:05:22 | 显示全部楼层
2.3 所有电缆受其固有电阻、电容、电感影响
  暂时不考虑场和天线的作用,先看下面几个简单的例子。这些例子可以说明:在常用的频率范围内,与理想状态微小的偏差也会导致导体上所传输的信号出现问题。
  * 直径1mm的导线,在160MHz时,其电阻是直流状态时的50倍还要多,这是趋肤效应的结果,迫使67%的电流在该频率处流动于导体最外层5微米厚度范围内。
  * 长度为25 mm,直径为1 mm的导线具有大约1pF左右的寄生电容。这听起来似乎微不足道,但在176MHz时呈现大约1kΩ的负载作用。若这根25 mm长的导线在自由空间中,由理想的峰-峰电压为5V、频率为16MHz的方波信号驱动,则在16MHz的十一次谐波处,仅驱动这根导线就要0.45mA的电流。
  * 连接器中的引脚长度大约为10mm,直径为1 mm,这根导体具有大约10nH左右的自感。这听起来也是微不足道的,但当通过它向母板总线传输16MHz的方波信号时,若驱动电流为40mA,则连接器针上的电压跌落大约在40mV左右,足以引起严重的信号完整性和/或EMC方面的问题。
  * 1米长的导线具有大约1μH左右的电感,当把它用于建筑物的接地网络时,便会阻碍浪涌保护装置的正常工作。
  * 滤波器的100 mm长的地线的自感可达100nH,当频率超过5MHz时,会导致滤波器失效。
  * 4米长的屏蔽电缆,如果其屏蔽层以长度为25mm“小辫”方式端接,则在30MHz以上的频率就会使电缆屏蔽层失去作用。
  经验资料:对于直径2 mm以下的导线,其寄生电容和电感分别是:1pF / 英寸和1 nH/毫米(对不起没有统一单位,但这更容易记忆)。其简单的算术关系式如下:

0.jpg

 2.4 避免使用导体
  以上的种种分析表明:随着频率升高,电缆的问题越来越多。用它来完整地传输信号和防止它产生泄漏越来越困难。
  即使对诸如音频之类的低频信号,电缆也开始呈现越来越多的问题。由于所有的半导体器件在直到数百MHz的频段(即使象LM324之类的低速运放)内都具有晶体检波器的特性,所以电缆天线效应会使音频信号不知不觉地受到污染。
  因此,从以最经济的手段满足EMC要求的角度来说,最好彻底避免金属电缆和连接器。可以使用非金属导线进行通信,目前已经有许多类似的产品出现,包括:
  * 光纤(更适宜非金属导线场合)
  * 无线通信(例如:Bluetooth;局域网)
  * 红外(例如:IrDA)
  * 自由空间微波和激光通信(例如:两建筑物之间)

 2.4.1 非导体产品的成本/效益分析
  许多设计人员认为:只有采用传统的电缆和导线才能压缩成本。但当考虑到一个完整项目的成本、产品或系统的可靠性和电磁兼容性、安装等诸多因素时,经常可以
发现,光纤或无线通信的总成本较低。当然,这时一切都晚了。
  对于信号电缆及连接器而言,除了最简单的电子产品以外,原材料价格与销售价格没有什么必然的联系。对信号完整性、EMC兼容性、过充电的危险、高返修率的风险、质量投诉、产品滞销等方面进行正确的成本/效益分析是十分必要的。
  设计工程师们不愿考虑他们设计出的产品所具有的商业风险,但他们是唯一决定产品是否具有竞争力的人(通常需求是由市场人员提出)。但是,如果电子工程师们一味地只考虑产品的功能参数和原材料价格,那么,他们公司将失去竞争优势,同时还会承受不可预测的商业风险。

 2.5 电缆隔离和布局
  电缆安装规则不是本书所讨论范围,但产品设计人员需要了解这些规则,以设计产品的外部连接。下面简单概述一下标准IEC61000-5-2:1997和其它一些标准中关于信息设备和远程通信设备安装方面的建议。
 A. 所有建筑物要按照BS6651 附录 C的规定或等价的标准安装雷电保护系统,至少将其内部搭接网络与大地连接起来。在建筑物中,所有钢材、金属件、电缆输送管、导管、设备机壳、接地导体应交叉搭接,形成三维搭接网络,搭接网格尺寸不得大于4米。
 B. 将电源电缆和信号电缆从最敏感到噪声最强至少分成“四级”。
 C. 设备单元之间的电缆在单一路径上分布(因此要求设备具有单一的连接面板),但在不同电缆之间应至少保留最低间隙。
 D. 只要没有设备厂家的明文禁止,都应该将电缆屏蔽层两端3600端接至设备屏蔽壳上。
 E. 将所有电缆贴近构成地线网格的导体或金属件分布,防止过多的屏蔽层电流。
 F. 当没有建筑网格地时,可采用电缆托架、电缆输送管、导管等来代替,要是这些都没有,可采取较粗的接地导体,用它构成平行地导体(PEC)。PEC必须两端搭接到设备机壳地,同时信号电缆要沿着它布置。
  隔离的需求、PEC、屏蔽层两端搭接都会影响互联电缆面板布局的设计、连接器种类选择、搭接重型PEC方法等因素。图18给出了用屏蔽电缆和非屏蔽电缆将屏蔽壳体连接起来的技术。

图18 安装屏蔽机箱时的正确方法

图18 安装屏蔽机箱时的正确方法

图18 安装屏蔽机箱时的正确方法

对于设备之间较短的连接(比如微机主机与显示器、打印机和调制解调器之间的连接),假如所有的互联设备均由同一电源线供电,并且所有连至建筑物其它部分的长电缆(比如网络电缆)全部被电隔离(例如以太网),则仅上面D项的要求(屏蔽电缆屏蔽层两端与屏蔽机箱3600端接)是必须的。对家庭高保真音响及家庭影院系统来说,这些屏蔽搭接技术也是不可缺少的。然而,A项也经常方便地用来保护这些设备免受雷电带来的损害。
2.6 选择最优电缆
  翻开信号电缆生产厂商的产品目录,你就会发现,即使用于同一目的,可供选择的电缆种类也各式各样。这就给人们一个提示:所有的电缆均有其不足之处。要想为具体应用场合选择最好的电缆是相当困难的,同时也可能相当昂贵、相当笨重、相当硬的,同时只能专门订货,订货周期为26周,最小订量为每卷5千米。

2.6.1 传输线
  传输线技术可以防止电缆成为谐振天线。
  当信号电流环路的发送和回流导线靠得很近时,就会产生强烈的耦合,其互电容和互电感的组合构成了特性阻抗:

0.jpg

  式中:L和C分别表示每单位长度(所关心的最高频率处的波长的分数)的电感和电容。对电缆和连接器来说,Z0可以计算出来,(对PCB走线也能算出,见本书第5章)
  当Z0在互联电缆的全长上都保持恒定,且驱动和/或输出阻抗(源端和负载端)与Z0匹配时,就形成了受控阻抗的传输线,这种传输线不会发生谐振。导线的固有电感与电容也不会带来太多问题。这就是为什么射频和所有EMC测试设备均用50传输线电缆及连接器的原因,同时也是高速和/或远程数据总线和串行通信线路也采用传输线的原因(通常阻抗在50——120之间)。
  世界上没有十全十美的事情,即使电缆不谐振,并且是最好的传输线,轻微的泄漏依然是存在的。另外,在铺设电缆过程中,由于弯折、形变、捆扎、挤压、反复屈伸、损坏或与不适当的连接器配合使用,会引起阻抗Z0的变化,从而进一步使传输线性能降低(使泄漏增加)。
  不幸的是:在目前的高频范围内,制造优质的传输线电缆互联机的成本是相当高的。例如,微波测试设备使用的柔韧电缆,价格高达每米数百英镑。这就是GHz以太网采用非屏蔽双绞线的原因。这必须采用复杂的数字信号处理算法以减小数据传输率并进行随机扩展,且这需要四对线。因此,尽管传输线的性能非常好,它并不是解决电缆高频问题的万能手段。

2.6.2 设备内部和外部联机的EMC考虑
  在设备内部,如果其屏蔽体及外部电缆的屏蔽和滤波都很好的话,几乎任何一种类型的导线和电缆都可使用,尽管信号的完整性将受到一定程度的损坏。这里的问题就是对于高性能数字或模拟电子设备,对其进行屏蔽和滤波的成本将是很高的,而使用昂贵的内部电缆反而要经济得多。
  最经济的方法是尽量避免在设备内使用互联电缆,使所有非光纤信号通过互插在一起的PCB走线传输(最好是单块PCB,即使通过柔性线路板连接也不是很理想)。为了达到这个目的,PCB需按照第5章介绍的方法来进行设计,使PCB的一面专门作为一个地线面。这一般都能减少屏蔽和滤波带来的额外的成本,最大程度地降低产品成本,同时还因为这样做能保持信号的完整性,所以还能够减少反复开发试验的次数。
  在设备外部,不管是数字产品还是模拟产品,包含单线信号的非屏蔽电缆问题很大。对数字信号进行滤波也不能使发射减少很多,因为单线驱动会在信号自身频率处产生大量的共模电流,从而使产品不能通过传导或辐射发射的测试,具体情况取决于信号频率。不论何种滤波措施,都将或多或少地影响信号,这是其不利的一面。
  对低频模拟信号而言,采取滤波技术是很有效的,但在精度高于±0.05%(12位)时,滤波的成本及其电路板的面积将迅速增加。当然,滤波器不能去除带内干扰(比如电源线的交流声),但设计很好的平衡通信系统很容易能将其削除。

2.6.3 双馈送导线
  当不使用传输线时,总可以用双导线。在与发送路径尽可能近的地方为回流电流提供一个专门的馈送通路(不经过任何地或屏蔽层)。即使用单线传输信号时,将所有回馈导线均接至一公共参考电位,也能起到一定的作用。由于磁通补偿效应,回流电流在最接近发送导线路径中流动,而不会选择其它电流路径。利用此现象,可以使电缆中场模式恒定,同时也能减小电场和磁场的泄漏。图19给出了基本原理,这在实践中有广泛的应用。

图19 导体的布置

图19 导体的布置

图19 导体的布置

  图19表示的是一对电源线,其中一条在线装有开关,但同样的原理也适合于信号线。在最高频率处,要使电路仍能很好的工作,整个电流回路上的发送和返回导线的间距是至关重要的,决不要死套EMC原则。
  含有大量单线传输(即,以0V为参考点)信号的扁平电缆对EMC和信号完整性来说是很不理想的。但对其屏蔽会导致僵硬、体积增大。建议在高档的电缆组件中应避免这种电缆。
  在扁平电缆中采用双馈送导线技术可以显著地改善其EMC特性,按下面顺序来布置导线是最好的:
   回流线,信号线,回流线,信号线,回流线,...

经常建议采用但效果稍差的另一种办法是:
   回流线,信号线,信号线,回流线,信号线,信号线,回流线,...

  在源端的扁平电缆上装上扁平铁氧体磁环(共模扼流圈)通常可以显著改善其性能,因为,在高频时,导线对就如同由一个平衡的源驱动一般。当然如能使用适当的平衡驱动/接收电路就更好了。
  双绞线对比平行导线对要好得多。还可以使用扭绞三芯线,扭绞四芯线等,使所有的信号发送和返回路径靠近。
  在电源电缆中,极力推荐使用绞线:在一条电缆中,将所有的相线和零线组合并扭绞起来(单相有两根,三相有三根,三相加零线则有四根),这样能大大减小电源线磁场的发射。由电源线产生的磁场会分布在建筑物的整体面积中,这会对基于CRT原理的VDU监视器造成影响。
  使用平衡电路和共模扼流圈的双绞线对高达数十MHz的信号都是有效的,实际效果取决于电路的“平衡状态”、电缆和连接器。任何电路的不平衡性会使有用的信号转变成无用的共模电流,并以场的形式泄漏掉。仅仅几微安的共模电流就足以使发射试验失败。扭绞紧密且相当标准的绞线对可使电缆在更高频率时具有较好的效果。
  有许多种类的双绞线可供选用,有的作为传输线用(明确规定特性阻抗Z0)。但双绞线技术不适于群端接。所谓的“麻花扁平”电缆由多组双绞线在一起构成一根带状电缆,但使用群端接连接器时,会有大约100mm左右长的平行导体,这会使EMC性能受到影响。
2.6.4充分发挥屏蔽电缆的作用:关于屏蔽层
  电缆屏蔽必须对整条电缆在360°范围内覆盖。目前,要以较低的成本使电缆屏蔽具有较高的效果越来越困难,除非信号线的干扰很小或不敏感。
  用电缆的屏蔽层作为信号回流路径不再是最好的应用方法。同轴电缆的问题是它的屏蔽层既传输信号的回流,又传输外部干扰电流。虽然应用趋肤原理可使电流处于屏蔽层的不同表面,但仅对于实心铜屏蔽层这是有效的,柔性编织屏蔽层并不能很好地分离电流,结果回流电流会发生泄漏,同时干扰电流也渗入进来。
  你是否会有这样的想法:所有的射频测试设备均采用柔韧的同轴电缆,因此它们肯定是没有问题的。但下次你再进电磁兼容试验室时可以仔细观察一下这些电缆,你会发现:用于高频的电缆很粗、很硬,而且也很昂贵,原因之一是它们至少有两层以上的屏蔽层。它们还使用昂贵的的螺装连接器(比如N型头),且总是用来匹配50Ω的传输线。应该谨慎地对它们进行处理,如果你处理不当,你将遇到麻烦。当频率比EMC试验室的平均频率更高时,必须采用与汽车刹车管一样硬的半刚性或刚性同轴电缆。
  可以两种办法来度量屏蔽电缆的屏蔽 效能,一种是屏蔽效能(SE),另一种是转移阻抗(ZT)。SE是众所周知的。ZT当在屏蔽电缆上注入射频电流时,中心导体上的电压与这个电流的比值。对于给定频率,只有较低ZT,才会导致较高的SE。理想的情况是,在整个频率段上ZT的值为几个mΩ(。以下是几种典型类型的屏蔽电缆的屏蔽效能的粗略总结,但须记住:在每一种类的电缆中,会有许多不同之处,性能也会相差很多。
   * 屏蔽层为螺旋缠绕箔带的电缆在所有频率都不理想,当频率超过1MHz时,其性能逐渐变坏。
   * 箔带轴向包裹的屏蔽层比螺旋缠绕箔带要好得多。
   * 编织网屏蔽层在整个频率范围内都比箔带要好得多,但当频率超过10MHz时,其性能逐渐变差。
   * 在箔带上覆盖一层编织网、双层编织网或三层编织网均比单层编织网好得多,但均在大于100MHz时逐渐变差。
   * 两层或更多层相互隔离开的屏蔽层更好一些,但仅限于大约10MHz以下,在较高频率,屏蔽层之间的谐振将降低其屏蔽效能,因此在某些频率它可能比单层屏蔽更差。
   * 实心铜屏蔽层(比如,半刚性屏蔽层,刚性屏蔽层)比编织网类好得多,其屏蔽效能在高频时不断增加,这不象编织网或箔带,超过某一频率后开始下降。圆形金属导管可用来增强极高频率处的屏蔽特性。
   * “超级屏蔽”电缆采用编织网屏蔽层与(金属或类似的高导磁率材料包裹层组合起来。其性能与实心铜屏蔽层一样好,甚至更好,而同时还有一定的柔韧性。但其价格昂贵,仅适合于性能比价格更重要的场合(比如航空、军事)。
   * 我只知道一家供应带有铁氧体的屏蔽电缆的生产商(欧洲),该电缆可以改善高频性能,且具有良好的柔韧性,同时其价格也没有“超级屏蔽”电缆高。
  为了降低屏蔽电缆的成本,同时又要保证产品具有良好的电磁兼容特性,我们需对每一个信号和其回流采用双馈送导线方法,最好使用双绞线,如上面对非屏蔽电缆所讨论的结果,采用平衡驱动/接收也是很有效的。

2.6.5充分发挥屏蔽电缆的作用:端接屏蔽层
  对高性能数字和模拟产品而言,使用同轴电缆且将其屏蔽层接至电路的0V走在线经常会导致发射和抗扰度方面的EMC问题。在产品上将BNC连接器绝缘也经常会导致EMC性能不良。
  电缆屏蔽层总是应该连接到屏蔽机箱上(即使它们已连接到电路的0V点),除非能够提供充足的工程理由或EMC依据来证明可以不这样连接。“我们常常这样做”并不是理由。
  电路开发平台应尽量提供与真实产品相同的结构及与外界的连接。否则电路设计者可以采用各种互联线使PCB在开发平台上顺利通过测试(我也经常这样做),然后把它留给别人去整理成实际产品并解决相应的EMC问题。
  但即使是高质量的屏蔽电缆,如果屏蔽层连接不好,其效果也是很差的。电缆屏蔽层需要360°端接,(即:与它所穿过的屏蔽机箱表面形成完整的圆周连接)。因此所采用的连接器是很重要的。
  绝对不要采用“小辫”的连接方式,除非屏蔽层仅需几MHz以下起作用。当使用小辫方式端接屏蔽层时,一定要使其尽可能短。把小辫分成两条,每侧一条也有一定作用。在八十年代中期,某公司将其所有小辫连接的外壳安装型BNC全部换为符合EMC原则的压接型BNC。尽管压接工具价值大约在600 英镑左右,但他们惊奇地发现,因为压接组装工效很高,而且由于可靠性高而降低了返修率,所以他们很快赚了不少钱。因此,小辫连接不仅不利于EMC问题的解决,而且也不经济。
  电缆屏蔽的“黑色魔术” 的秘密是:如果电缆所连接的连接器或屏蔽体的屏蔽效能较低,则电缆的屏蔽效能也会降低。
  对一些非屏蔽产品使用屏蔽电缆也能获得较好的效果,但前提是这些产品没有内部互联线,且其PCB有完整的地平面,并只安装小型器件。这是因为PCB地平面同任何金属板一样,产生了一个削弱场强的区域,在一定的频率范围内起到某些屏蔽作用。该技术的成功应用取决于产品的电子技术水平,对高性能数字产品或模拟产品而言则未必可行。电缆屏蔽层应360°端接到PCB地平面上。

 2.6.6 将电缆屏蔽层两端端接
  对有些人这可能像是奇谈怪论。但随着目前高频的广泛应用,若一端不端接则经常引起很严重的泄漏。两端端接的电缆也允许屏蔽层在磁场的各个方向上发挥作用。
  当然,屏蔽层两端端接会导致屏蔽层在两端地电位差的驱动下产生电流,这可能会产生交流声,甚至使电缆烧毁。但如果这样的地电流存在的话,表明接建筑物的地线系统很差,会导致地线电位不稳或过大的雷电浪涌电流损坏保护欠佳的电子设备。在雷电期间,电缆未端接的一端被击穿并非罕见,结果导致严重的危害。
  有时建议把电缆屏蔽层在一端进行电气搭接,而另一端用一小电容进行搭接。其目的是阻止额外的电源频率的屏蔽电流。尽管电容在极高频率时不能提供很低的电感,但这多少还是有一些作用的。但对防止浪涌及击穿问题没有什么效果。现在市场上可以购买到内部带有屏蔽 - 机壳电容的绝缘BNC连接器,它在1GHz时仍有很好的性能,但价格差不多20英镑一只。电隔离通信可以避免屏蔽电缆两端端接,但一定要注意各种细节问题,尤其是安装接线的故障和浪涌等带来的安全性及可靠性问题。非金属光纤是最好的电隔离信号通信方式,而且使用最方便。
  上面第2.5节简要陈述了在不使电缆过热和降低安全而又能获得良好EMC特性的情况下,目前广泛采用的最佳电缆安装方法(例如,用并联地线减小地线电流),要了解更详细的内容,可参考IEC 61000-5-2 :1997。

 2.7 电缆连接器的最佳使用
  连接器上也会有同电缆相同的EMC问题,毕竟它们只是处于刚性壳体中的短导线。
  最好将连接器分成用于内部连接和外部连接的两种,因为在浪涌或静电放电发生时,从外部到内部针脚之间可能会发生打火现象。这种打火会将保护装置旁路掉(保护装置不能起到保护作用)。

 2.7.1 非屏蔽连接器
  可控阻抗的传输线连接器在高速底板或电缆中应用越来越广泛。
  若不使用传输线,要用普通多引脚连接器(如DIN41612,螺钉压接片)获得改进的电磁兼容性能和信号完整性,需要确保每个“发送”针脚旁边都有一个信号回流针脚,至少应为每两个信号提供一个回流针脚。这种方法与平衡信号配合起来效果是最好的,对于单线传输信号,效果也是很明显的。

 2.7.2 用于PCB板间的连接器
  在PCB板(如子插件板到母板)间使用连接器中应用上述原则,即多个0V针脚分布在连接器全长和全宽中,也具有非常好的效果。用同样的方法来布置电源针脚也能收到显著的效果。照下面连接器针脚安排,可获得最佳的信号完整性及EMC性能(对于共享电源线的信号线):
    0V 信号,+V 0V 信号,+V 0V 信号,+V 0V  等等。

  下面的方法性能较低,但经常也能满足要求,且可以节省几只针脚:
    0V 信号,+V 信号 0V 信号,+V 信号, 0V等等

  在将连接器延伸至两块线路板公共边的全长,而且在全长上任意散布0V和电源连接点也是很好的。有些事实表明:随机布置的连接器针脚可以分解驻波模式,从而提供更好的性能。在敏感信号和噪声信号间设置额外的地线可以阻止串扰的发生。
  前面已经说过,要尽量避免在线路板上安装连接器,有一层地线面的单块线路板或柔性线路板效果较好。另外,避免使用插座安装的集成电路。芯片插座的每个引脚都是一根小天线,而且正好在敏感源或噪声源的近旁。

 2.7.3 屏蔽连接器
  屏蔽电缆的屏蔽层必须将芯线完整的覆盖起来,两端也不例外。因此电缆两端的连接器外壳必须能够与电缆所安装的屏蔽机箱360°电气搭接。矩形连接器护套中的床鞍夹紧方式能够满足大多数场合对搭接的要求。绝对要避免使用小辫连接,再短也不行。图20给出了典型D形连接器的屏蔽端接方式。

图20 (D形)连接器护套中的屏蔽电缆360°端接

图20 (D形)连接器护套中的屏蔽电缆360°端接

图20 (D形)连接器护套中的屏蔽电缆360°端接

  同轴电缆和双股屏蔽电缆由于连接器是金属螺纹的,效果大大改善。这些连接器在高频时性能和可靠性都远高于卡装式的(如BNC)。因此,你在卫星电视接收机外壳上看到的都是这种连接器。
  多芯电缆也最好使用螺纹连接的圆形连接器,但实际中使用D形的或其它等矩形连接器的更多。对于连接器制造商而言,屏蔽电缆与连接器360°连接,然后在连接到屏蔽箱上这种要求似乎很难实现。因此在选定一种连接器时,一定要特别注意是否能实现这一点。在实现屏蔽层搭接这一点上,要特别注意单簧片、线夹和导线等连接方式,这些都是变形的小辫,会限制高频时的效果。
  不幸的是,许多工业标准的连接器没有提供正确端接电缆屏蔽层的方式,而且现在正在设计的一些连接器也没有考虑360°端接的要求。
  当连接器与屏效较低的机箱或电缆一起使用时,其屏蔽效能也会降低。图21给出了将连接器与机箱搭接时需要考虑的一些因素。

图21 与屏蔽机箱相连的电缆屏蔽层

图21 与屏蔽机箱相连的电缆屏蔽层

图21 与屏蔽机箱相连的电缆屏蔽层
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 楼主| 发表于 2014-12-11 01:15:25 | 显示全部楼层
3 滤波及浪涌保护器件
  滤波器用于衰减导体中传播的无用的频率,它的性能用衰减 - 频率曲线来表征。浪涌保护器件(SPD)用于衰减导体上的电压冲击,它的性能用通过的电压随时间变化的曲线来表征。
  滤波器或浪涌保护器件如果使用不当,可能会使产品的发射或敏感性比什么都不用时更严重。价格较贵的滤波器或浪涌保护器件未必是最好的。通常,不要从经销商的产品目录中,单纯依靠检查查其额定参数、电路、适合的应用场合以及预期的一些优点,来选择滤波器。

3.1 滤波器设计、选择及安装
  滤波器的设计和/或选择看起来像是魔术。实际上并非如此。但即使你完全按照本书所提供的方法做了最大的努力,仍可能要试验一些滤波器才能够找到一种最佳的产品。
  滤波器设计方面的书籍很多,我认为Arthur B Williams 着的“电子滤波器手册”一书很有用(McGraw Hill,1981,ISBN 0-07-070430-9)。当然,现在有许多更新的书籍,但滤波器设计这些年来变化不是很大。目前,有许多滤波器分析软件可以在PC机上运行的相当不错。
  本节中不去探究滤波器的设计,而着重讲述一些在使用滤波器中需要考虑的东西。只有了解了这些知识,按照教科书设计的滤波器,或用仿真软件设计的滤波器,或从产品样本中挑选的滤波器,才能够发挥预期的效果。
本章中讨论的前提是滤波器安装在产品与其外部环境之间的接口上。但对于安装在设备内部的滤波器,例如,在开关电源和敏感电路间,有些结论也是适用的。

3.2 滤波器工作原理
  在一个地方工作得很好的滤波器,被换到另一个不同的位置时,其效果就可能变得很差,因此我们需要大致了解一下滤波器的工作原理。
  滤波器是通过使传输信号的导体上阻抗不连续而工作的。阻抗相差越大,衰减越大。因此,如果无用信号的阻抗为100ohm,我们将一个1000ohm的阻抗与它串联起来,那么就仅有大约10%的无用信号可以通过这个高阻抗(大约衰减20dB左右)。用一个小阻抗将100(阻抗分流,也可取得相似的效果,例如,10ohm的阻抗也可提供大约20dB的衰减。
  各种基本的EMC(低通)滤波器类型如图22所示。

图22 信号线滤波器的类型

图22 信号线滤波器的类型

图22 信号线滤波器的类型

  简单的R、L型滤波器提供了较高的串联阻抗,常用在无用信号的阻抗较低的场合。C型滤波器提供低阻抗的旁路,因此常用在无用信号的阻抗较高的场合。在实际中很难获得C型滤波器的性能数据,因为这些数据与接地的射频完整性密切相关,理想的接地在所有频率上阻抗都为零,但在实际中,这是绝不可能的。
  电阻由于具有寄生旁路电容,因此在高频时会丧失其电阻特性。电感器也由于寄生旁路电容的存在,而会发生谐振,并且限制了其高频特性。最适合于EMC滤波器的电感器是具有闭合磁路(比如环状,圆柱状等,以及没有空气隙的其它形状)的,但这些磁芯在大电流的情况下很容易发生磁饱和现象(后面讨论)。
  电容器也受到其固有的电感和引线上的电感的影响,会发生谐振,并且限制了其高频性能。类似的问题在三端电容上小得多(只要其“地线”脚很短),但要彻底消除电感效应只有使用穿心电容,穿心电容具有极好的高频性能。典型的穿心电容一般是焊接或用螺装到屏蔽壳体上,但目前有些表贴组件,在焊接到PCB的地线面时,也可具有与穿心电容相似的特性。
  在所有EMC滤波器中,RC型滤波器的性能是最容易预测的,因为它不会强烈地谐振。R值越高(例如,1—10k(),C值越低(例如,10nF以下),越好。RC滤波器通常用在直流或低频,并且信号由低阻抗电路输出,注入到高阻抗电路的场合(R端连接到源端,C端连接到电路端),在上述情况下,你可以最低的成本获得可靠的高衰减。
  LC型、T型和( 型滤波器可以提供更高的衰减,且比采用电阻的滤波器具有更低的损耗,但这些电路是谐振回路,并且受其所连接的阻抗的影响也比较严重。
  采用电阻的T型滤波器(RCR)常用在计算机主板与显示器或其它外部设备的的连接上,这种连接往往采用扁平电缆传输高速数据。这些是真正的C型滤波器,使用电阻的目的是在电容器的任一端上端接传输线以获得信号的完整性。该电阻值通常在22(——200(之间,滤波器一般做成小型表面安装方式的数组。

3.3 铁氧体的优点
  LC,T和( 型滤波器的性能也由于电感上的寄生电容、电容和其引线上的寄生电感而受到影响。这就是简单计算(模拟)与实际结果相差较大的重要原因。在EMC滤波器中使用铁氧体有利于减小上述不足。
  铁氧体在低频时表现出电感性,但在较高频率时损耗增加,呈现电阻性。作为单纯L性滤波器使用的铁氧体,在典型电缆上一般能提供衰减3 — 20dB的衰减,而没有明显的谐振。当用在更复杂的滤波器上时,预计铁氧体可提供更好的特性(尽管有些模拟软件不能建立这种复杂的频率阻抗特性)。用于EMC目的的标准铁氧体材料在1GHz时仍有很好的效果,近年来开发的新材料已能达到2GHz。
  铁氧体射频抑制器件的种类繁多,并且新品种还在不断出现,包括一种表面安装形式的铁氧体,其在100MHz的阻抗达到1k(,而直流电阻小于0.1(,连续电流达到3A。正确地选择铁氧体器件需参照其阻抗频率图来进行,这样才能获得所关心频率范围上的合适阻抗。真正的铁氧体的阻抗曲线是连续的。

3.4 共模(CM)与差模(DM)
  要有效地使用滤波器,必须知道有滤波器应与什么导体相连,因此需明确共模与差模之间的差异。
  图23表明,所有有用的信号几乎全为差模:电流从指定的一条导线上流出,然后从另一条指定的导线流回,这两条导线之间存在着电压。有时,需要两条以上的导体(例如,+5V,信号,0V;三相交流电源),但基本原理不变。
  另一方面,共模电压和电流在电缆的每一根导线上(包括屏蔽层)都是相同的,共模电流在同一方向上流动。共模电流的返回路径是通过外部接地系统、其它的电缆、金属部件等。共模电流和电压通常幅度较小,但其较大的环路面积会引起比相同幅度的差模电流更严重的EMC问题。

图23 差模信号(有用)和共模泄漏

图23 差模信号(有用)和共模泄漏

图23 差模信号(有用)和共模泄漏

  共模毫无例外地由设计和结构中的不足所引起,这种设计缺陷将有用信号(差模)的一部分转换成共模,从而产生发射。同样,这些设计缺陷也将外部的一部分共模干扰转换成差模信号,使信噪比变差,数字信号失真,出现抗扰性问题。电缆是差模转换成共模的主要因素。
  在许多先进电子产品中使用的功能强大的数字集成电路,由于地线和电源“反弹”,会产生大量的内部高频开关噪声。这些噪声从集成芯片的引线上泄漏出来并耦合到PCB走在线,最终以共模噪声的形式出现在输入输出接口和其它所有的电缆中。仅凭你对有用信号的了解,很难预测这些噪声的频率和幅度(往往比你预期的高的多),只有通过测量来确定。
  当单一导线周围具有磁路(比如铁氧体磁环)时,它会将其内部的所有电流(不论差模还是共模)衰减。但当磁路将信号或电源的发送和返回路径导线都包围起来时,则仅衰减共模电流。差模电流产生的磁通量将在共模扼流圈中互相抵消。因此(理想情况下),它对有用信号或电源没有影响。实际上总会有一些泄漏电感,因此总有一些差模电流的衰减,利用这个特性,可以用一个组件实现共模与差模的滤波。图24给出了共模扼流圈的一些类型。

图24 共模扼流圈

图24 共模扼流圈

图24 共模扼流圈

  对大多数EMC应用而言,共模扼流圈由铁氧体制成。由于差模电流产生的磁力线在共模扼流圈(通常称为平衡电流抑制器)中抵消,因此可以用较小的器件获得较大的共模电感值(mH级),而相同大小的差模扼流圈的电感仅在μH级,如果电流增加则体积还会变得更大些。
  将一组导线在铁氧体上多绕几圈可以增加共模阻抗,但在高频时没有什么作用(甚至会更差),因为寄生电容“短路”了扼流圈。欲在高频时获得较高的衰减,最好在电缆上多穿上几个铁氧体磁环,导线只是穿过每个磁环。(表贴铁氧体在高频时具有很高的阻抗,因为它的寄生电容非常小。)
  一种十分有用的铁氧体器件是分体式磁环,封装在一个塑料“夹子”外壳内。可在电缆上方便地使用(当觉得作用不大时可以简单地取掉),其形状大小各不相同,还有扁平电缆上使用的扁平铁氧体。所有的EMC工程师都随身带着一些,不仅用来解决EMC问题,还用来诊断和分析EMC问题。
  图25表明了在几种简单的滤波器中如何将共模滤波和差模滤波结合起来。

图25 将共模和差模滤波结合起来的单级滤波器

图25 将共模和差模滤波结合起来的单级滤波器

图25 将共模和差模滤波结合起来的单级滤波器

3.5 简易滤波器设计经验

  那么,现在我们来描述一下简易滤波器的设计规则:
    * 如果无用信号属于高阻差模信号,可用旁路电容来衰减。(电容安装在发送和返回导线间)
    * 如果无用信号属于低阻差模信号,可用串联电感来衰减。(良好的高频性能需要同值电感对称分布来实现,发送导线上装一只,返回导线上装一只。)
    * 如果无用信号属于高阻共模信号,在每根导线到其地参考点(通常是机壳)之间安装一等值旁路电容。
    * 如果无用信号属于低阻共模信号,可同时对所有信号导线采用共模电感来衰减。

  上述规则只是一个大致的方向,因为“低”和“高”阻抗相对来说较难定义,取决于抑制无用信号的器件的阻抗大小(也取决于器件的价格和实用性,地线的质量和与之连接的难易程度等)。

3.6 电流引起的电感变化

  所有电感器的电感值都随电流的增加而减小,直至饱和(此时已没有电感)。这也是简单计算或模拟得出来的滤波器性能与实际情况相差较大的常见原因。
  根据经验,当有用电流的幅度超过额定电流的20%时,就要考虑这个因素的影响。请注意这样一个事实:一个不满足EN61000-3-2的电源,它的输入电流的峰值比它们的额定电流有效值高出很多倍。

3.7 滤波器性能参数的确定

  从控制发射的角度:按照有关的电磁兼容标准,通过对比产品的发射频谱,可以估算出滤波器的性能指针。产品的发射可以通过预测或测量的方法确定,所遵守的标准一般均与EN55022或EN55011有关。
  从控制抗扰性的角度:将既定的电磁环境中干扰的有关条件和意欲保护的电子线路的敏感性相比较,就可以对所需的滤波器性能有一个大致的了解。环境条件通常从有关的电磁兼容标准中摘取,一般根据EN50082-1(以1997年版本为准)或EN50082-2。但在一些工业、科学和医疗环境中,即使EN50082-2标准,也可能是不恰当的。在这些场合,可能使用大功率50Hz电力或射频功率设备,或者用户在使用该设备的同时还使用便携式无线电发射机。
  对于高可靠系统,即使出现电磁骚扰,也不允许系统出现降级。这是应确定其安全等级(SIL)(例如,依据新出的IEC61508),并提高抗扰度水平,以达到所要求的风险度。
  电磁兼容设计一定在设计的开始阶段考虑,只有这样才能获得最高的费效比。通常在直到产品完成并对其进行测试时,我们才知道实际发射或敏感性究竟有多大,不过为时已晚。
  要避免电磁兼容失败,我们应假定所有的导线都需要一定程度的滤波,但我们仍需知道:频率是多大?达到什么程度?
  不幸的是,实际中的大多数发射是由无用的共模电压和电流引起的。抗扰性也是如此:虽然我们可以确定对设备造成威胁的干扰的频率范围和幅度,但大多数问题还是由共模干扰转化成差模干扰后对信号造成影响的。因为差模到共模的转换,或共模到差模的转换是由我们设计的缺陷所决定的,因此很难预测所需要的滤波器的性能参数。(本书中所讨论的大多数设计技术都针对减小这些设计缺陷进行的,因此可以减小差模/共模和共模/差模之间的相互转换。)
  墨菲法则证明,当你全面考虑了各种因素时,并不需要花费很高的代价,但却会为一些多余的考虑而受到指责。但如果你忽略了一些可能发生的情况,一旦发生了问题,你也会为此而受到指责。既然我们无论怎样做都会受到指责,还不如使自己少些麻烦好。所以我们最好在设计初始阶段就将该装的滤波器考虑进去。
  当第一次对产品进行电磁兼容测试时,可首先断开部分或所有滤波器,或接入简单的低价格滤波器。但你要准备一些可相互替换的滤波器类型和迅速安装的工具。这就是为什么所有的电磁兼容工程师和测试实验室都备有许多滤波器生产商的样品盒、满满的工具箱、焊接烙铁和吸锡器等的原因。
  幸好,何种产品要满足什么电磁兼容标准所需要使用何种滤波器等这类经验比较容易获得,大多数工程师很快就能够知道,在他的产品中,什么导线上用何种滤波器效果最好。但要知道,每种新产品都有其巧合性(甚至与结构装配有关),在型号1上工作很好的滤波器在型号2上可能是不够的。所以,一定要作好使用价格更贵和体积更大的滤波器的思想准备(至少在早期的样机上是这样的),只有当其它人的设计完成(包括软件,尽管其影响可能较小),并且产品以一定的余量通过电磁兼容测试时,才能松一口气。
  不要忽略产品中的不一致性,对于流水线制造的产品,谨慎的设计人员将在发射和抗扰度测试上至少留有6dB的“工程余量”。

3.8 阻抗带来的问题

  多数滤波器数据是在50Ω源和负载阻抗状态下测试出来的。这一点十分重要,这些数据总是比实际中的性能要好。
  下面考虑一个典型的电源滤波器,安装在电子设备的直流电源的交流输入端。在一天当中,交流电源的共模与差模阻抗可在2 ~ 2000Ω 之间变化,这取决于负载的接入情况和所感兴趣的频率。当整流器在波峰处导通时,AC-DC变换器电路的差模阻抗看起来如同短路一样,而其它情况下却近似于开路。直流电源交流输入端的共模阻抗是很高的,因为出于安全考虑,它是与地隔离的(这就是多数电源线滤波器中接在电源线和地之间的Y电容安装在设备一侧的原因,这是为了产生最大阻抗失配)。很显然,这与在50Ω阻抗匹配的条件相差甚远。
  因为滤波器是由电感和电容组成的,所以它是一个谐振回路,其性能和谐振情况主要取决于源和负载阻抗。一只价格很贵的具有优良50Ω特性的滤波器,在实际中可能比一只价格便宜,50Ω特性一般滤波器的效果更差些。
  单级滤波器(如图3D中的那些)对源和负载阻抗很敏感。当源和负载的阻抗都不是50Ω时,单级滤波器很容易产生插入增益,而不是插入衰减。通常,这种滤波器的增益在150kHz~10MHz间出现,可达10~20dB。因此,安装不合适的滤波器可能增加发射和/或进一步恶化敏感度。
  双级或多级滤波器,如图26所示,其内部电路节点保持在相对稳定的阻抗条件下,而受源或负载阻抗的影响较小,因此可以提供与50/50Ω技术参数相差不多的性能。当然,其体积较大,价格也很高。

图26 二级电源线滤波器示例

图26 二级电源线滤波器示例

图26 二级电源线滤波器示例
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 楼主| 发表于 2014-12-17 22:46:07 | 显示全部楼层
  处理源/负载阻抗问题的最佳方法是仅购买明确标明了在匹配的50/50Ω条件下和不匹源和负载阻抗条件下的共模和差模衰减特性的滤波器。不匹配条件下的资料用0.1Ω的源与100Ω的负载测试获得,反过来也一样,测试方法采用CISPR17测试标准,这个标准也可用于50/50Ω条件下的测试。将不同曲线图中的所有最坏情况组合起来就得到了可以信赖的滤波器指标参数,但要注意流过滤波器的电流不能使滤波器过载(如上述讨论),并且需正确地接地(参考下面的讲述)。挑出的最坏情况下的滤波器曲线图如图27示。

滤波器生产商提供的可靠的衰减值

滤波器生产商提供的可靠的衰减值


图27 滤波器生产商提供的可靠的衰减值

3.9 地线泄漏电流与安全性

  多数电源线滤波器在相线与地线间安装了Y型电容,其值大约在几nF左右,不超过有关标准中对地线泄漏电流的要求。电源线永久连接的固定设备允许有较大的地线泄漏电流,在一些情况下,可达到5%的相线电流(但要有恰当的警示标记)。工业上的功率变换装置可能具有很高强的发射,因此常需很大的滤波电容,地线泄漏电流也很大。这是电磁相容和安全性发生矛盾的地方,当然安全性是第一位的,因此,在设计电源线滤波器时,有关的安全标准必须明确给出,记住,多数滤波电容的容差可达±20%。
  对于直接与病人相连的医疗仪器,有关安全标准对其地线泄漏电流的限制十分严格,这时任何容值的Y电容都是不能使用的。这些滤波器一般都采用较好的共模扼流圈来保证其具有良好的性能,也可以使用多级滤波电路,因此这种滤波器的体积较大,同时也较昂贵。
  在系统中,来自许多Y型电容(即使有些很小)的地线泄漏电流可能汇集成极大的地线泄漏电流。这些泄漏电流会产生地线电压,使设备之间电缆上出现交流声和高电平的尖峰脉冲。解决这个问题的最新方法是铺设等电势的三维网状接地条,但在许多老的安装中没有这样做,因此在旧式建筑中,为了保证系统的正常工作,要使用低泄漏滤波器。
  通常,使用获得第三方准许证的电源线滤波器(或组件)是最好的,同时检验其可靠性,滤波模型,参数波动范围,温度区间,额定电压和电流以及正确的安全标准的应用场合。
  市售的用在50/60Hz频率下的滤波器,通常可用在从直流到400Hz的频率范围内,且性能不受影响,但最好还是注意一下生产商的使用声明。

3.10 有用信号频率和/或敏感度的讨论

  多数EMC滤波器都是低通型的,电源线滤波器虽然设计起来具有一定的难度,但通过它的有用信号(直流或50/60Hz)比多数干扰信号的频率低得多,这是十分有利于设计的因素。当信号是数字或高电平模拟信号,并且频率不是很高,也不是很敏感时,经常采用简单的R,L,C,RC,LC,T,或π 型滤波器,如图3A示。
但当发射与干扰信号的频率与有用信号相互交迭或非常接近时,安装图3A中所示的差模滤波器是无用的,在滤除无用信号的同时,有用信号也被衰减了。这时可采用屏蔽性能良好的电缆和连接器,滤波器可用也可不用。
高速单端信号的电磁兼容问题很难处理,即使使用很昂贵(粗且硬)的电缆也不能奏效。使用平衡驱动/接收电路和电缆(参考1.4中所述)可使高速信号的屏蔽与滤波更加容易,同时降低电缆成本,更易实现电磁相容。在有用信号的频带内,应使用共模滤波器(不是差模滤波器)。这个例子说明了在产品的早期设计阶段对电磁兼容问题深思熟虑的重要性,这对于使开发周期最小,生产成本最低是十分重要的,尽管考虑了这些要求后,电路的元器件成本可能不是最低的。实践证明,在设计中单纯考虑功能电路的价格往往会在后期大大增加成本,并且迟迟不能通过电磁兼容测试或无法解决系统内的干扰问题。
如果不能对整根导线进行足够的屏蔽,那么,低频仪器,音频信号,和其它敏感模拟信号可能需要使用多级滤波器以获得预期的抗扰度。(不幸的是,良好的射频屏蔽技术在工业中还不为人们所熟悉,大家还普遍认为电缆屏蔽层应该一端接地,参见2.6.6)。
如果电子模块有一个敏感输入埠,则需要对其所有输入/输出埠和电源在线采用高性能滤波器(除非内部敏感电路已经通过适当的内部滤波器提供了足够的保护,并且通过屏蔽与其它电路隔离开,具体内容在第五章中讨论)。

3.11 滤波器的接地
  对于有接地电容的射频滤波器而言,只有当其射频接地性能良好时,才能发挥作用。大部分家庭、商业和工业应用场合中的地线根本不象一个理想的“极大的射频陷阱”。
  在本书的讨论中,安装滤波器的的最佳位置是在产品“内部电路”与“外部”电缆之间的分界处。对于屏蔽体,滤波器应射频搭接(金属体与金属体直接相连)到外壳上,最好是馈通式安装的滤波器。对于非屏蔽体,滤波器通常最好是在线路板的一边搭接到印刷电路板的地平面上。
  滤波器中电容的引线和滤波器的射频接地线都必须很短,最好直接连接,其长度不能超过想衰减的最高频率的波长的1%,并且应该有极低的电感。这意味着,除了低频(低于1MHz)以外,导线不能用做滤波器的接地线。例如,如果内部装有2.2nF的 Y电容的电源线滤波器通过一根10厘米的导线接地,则由于导线的电感,在高于20MHz的频率时,其Y电容将完全失去作用。
  在估算接地导线的效果时,关于导线的电感的经验资料是:每毫米长度导线的电感约为1nH。滤波器唯一正确的接地方法是:滤波器的金属外壳至少在一处(最好多处)直接搭接到地参考点。出于安全原因,可以在滤波器上连接绿/黄色导线,但这不能代替滤波器的射频接地。
  军用信号线滤波器一般情况使用C型和P型滤波器可以很好的效果,这是因为多数传统军事装备已经具备了一个可靠且设计不错的射频地参考点,因此,其接地电容不会因为射频接地不良而失效。
  不幸的是,通常家用、民用及工业产品的射频地出于成本的考虑,难以保证射频地的完整性。这些情况下一般应该使用RC,LC或T型的滤波器(电感用铁氧体磁芯绕制)。这种滤波器比C型或P型滤波器向地在线注入的射频电流小些。有些军用运载工具采用了诸如碳纤维这样的新型材料,其地参考点没有多少作用,这时使用R,L,RC,LC和T型滤波器比C或P型更划算。
  D型和其它一些连接器能广泛应用于需要滤波及屏蔽的场合,因为其使用方便,适用于设备电磁兼容特性的补救与改进,因此是小电流和信号电缆上滤波的理想选择。这种连接器一般是采用电容将每根信号线/电源线与接地的金属体相连。有些D型连接器是在每个针上套一个铁氧体磁珠,有些连接器甚至在每根针上使用LC,T,或P型滤波器。针式滤波器对共模与差模电流滤波效果是一样的,因此不适于有用信号的频率较高的场合。
  使用RJ45与类似的远程通信或以太网连接器,可选用内部有共模扼流圈的种类。在高速局域网中经常使用巴伦和脉冲变压器来抑制低频共模噪声和/或提供电隔离,有时与共模扼流圈合理配合使用,可更好地消除高频噪声。

3.12 滤波和屏蔽的互补作用
  如果电源线滤波器允许甚高频(来自处理器的谐波的300MHz信号)通过电源线,那么,这些频率会借助电源辐射出来而导致产品的辐射发射超标。
  因些另一个以最低成本满足电磁兼容要求的技巧是:将滤波与屏蔽视为一对伙伴,两者互相补充。如滤波器设计不当或安装欠妥,也会引起类似的辐射发射及抗扰度问题。
  有些滤波器的生产商为了降低成本,仅保证其滤波器在传导发射测试的频率范围内(上限频率30MHz)有效。但是,这种滤波器经常会使屏蔽体的屏蔽效能大打折扣,并且还会导致辐射方面的电磁干扰问题。
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 楼主| 发表于 2014-12-17 22:52:22 | 显示全部楼层
3.13 滤波器结构、安装与布线
  滤波器很容易由于未滤波端的导线与已滤波端的导线之间的射频耦合而失效。很多工程师对滤波器周围泄漏的高频感到吃惊。当外部电缆需要经过滤波后进入屏蔽体或屏蔽室时,滤波器应安装在电缆穿入壳或墙的地方,并且与墙的金属体搭接。如果要在高频时取得更好的性能,并且避免屏蔽效能降低,可在滤波器安装面四周边缘上贴一整圈导电衬垫或指形簧片,以在滤波器壳体与屏蔽体壳或屏蔽室墙的接合面间实现低阻抗搭接。
  安装在屏蔽体上的IEC插座式滤波器,只能在数十MHz以上的频率提供有效的滤波,但前提是其壳体是完全密封的,并且其壳体应与屏蔽体的金属部件射频搭接,如图28所示。
  带面板馈通式安装的滤波器效果最好,但对于有些应用有可能显得太贵,比如10A(IEC320规范的电源线插座的最大额定值)以上的电源电流的场合。在更大功率情况下,多数商业电源滤波器只是螺栓端接的长方体。图28给出了如何用“脏盒”来安装这类滤波器的方法,在主体屏蔽箱(“净盒”)内,将滤波器密封在自身的壳内,这样就有利于获得良好的高频特性。

图28屏蔽体上安装电源滤波器的方法

图28屏蔽体上安装电源滤波器的方法


图28屏蔽体上安装电源滤波器的方法

  脏盒内的滤波器输入与输出电缆必须很短,且尽量远离。但即使如此,频率很高时仍会发生耦合。在两根或其中一根导线上安装铁氧体磁环,可是情况有所改善。
  如果滤波器不是馈通式安装的,但还要获得尽量高的性能,可以通过在金属屏蔽壳(“脏盒”)内部将其输入和输出端屏蔽起来,然后使电缆通过金属导管穿出的方法来解决电缆耦合的问题。这种方法可以有效地解决已滤波端与未滤波端的耦合问题,使滤波器的性能延续到较高频率处。这就是应用于电磁兼容实验室的多数电源线滤波器经常使用的方法。输入和输出电缆如果用屏蔽电缆,也可不装入金属管内。

3.14 浪涌保护器件(SPD)
3.14.1 浪涌保护器件(SPD)的类型
  浪涌抑制器是一种可变电阻器件,其电阻是施加在它上面的电压的函数。通过设计,可以使它在当电压超过某一数值时,便产生箝位作用,很象齐纳二极管。
  浪涌保护器件有四种基本类型:
    * 气体放电管(GDT),实质上就是一个火花隙,动作较慢但功率很高
    * 氧化锌压敏电阻电阻(MOV),反应迅速且功率范围宽
    * 雪崩组件,具有齐纳效应的半导体,反应迅速,但功率不很大
    * 可控硅组件(SCR),另一类半导体器件,反应较慢,但允许通过的电流较大

  图29给出了上述四种浪涌保护器件在典型的浪涌测试波形注入时的电压/时间曲线。可以看出,GDT和SCR的抑制作用启动较慢。只有当外加电压达到触发电压才能导通,这段时间内,允许通过的浪涌电压可能会是一个潜在的危险。这种器件的另一个特点是有反卷特性,也就是说,当其触发导通后,器件上的电压降到远低于导通前的阻挡电压。因此,必须谨慎设计以确保这些器件在直流场合应用时,它们不会在被触发后永远保持导通的状态。

四种主要类型的浪涌抑制器件的典型特性

四种主要类型的浪涌抑制器件的典型特性

图29 四种主要类型的浪涌抑制器件的典型特性

  MOV和雪崩组件的电气动作类似齐纳二极管,在开始导通电流时出现拐点电压。而且随着电流的增加,箝位电压缓缓地增长。
  用于电源线浪涌抑制的器件通常不适合信号线或数据线,因为会有泄漏电流太大、电容过大、阻抗不匹配或其它等方面的原因。在市场上可以看到特殊的直接安装在连接器上的SPD器件,这些器件可以直接与多种数字及模拟信号电缆相连,且可以安装在接地的金属部件上,如馈通式滤波器的安装方法一样。无线电天线和高速数据线应采用匹配的传输线类型的SPD,采用BNC连接头之类的连接器。

3.14.2 数据在线是否需要浪涌保护器件(SPD)
      SPD的广告总是宣称所有的数据在线都应该安装SPD,但实际上仅当电缆在建筑物内铺设长度较长时才必要。因为如果地线结构较差,那么,雷电产生的浪涌可以致使连接设备的电缆两端产生高电压。如果电缆穿出建筑(或与外部天线相接),则必须安装浪涌保护器件。
     对于较短的互联机(例如,键盘或打印机与计算机之间的联机),则没有地线浪涌电压的问题及快速瞬态脉冲现象,SPD的作用仅是抑制静电放电(ESD)时的瞬态干扰。我们将在第六章中知道,ESD可采用塑料来防止放电,或者是使用接地良好的金属条来消除。

3.14.3 浪涌保护器件(SPD)和数据完整性
      单纯对模拟或数字数据进行浪涌保护是不完全的。即使浪涌不会引起损坏,也会引起数值或位数发生错误。当没有内存或程序时,例如在简易模拟指示仪器中,指示屏上出现的短暂的读数闪动是允许的。但对于一些模拟信号和全数字数据(比如控制信号等),一个瞬时的误信号很可能使存储数据或操作模式发生改变,这种情况通常是不允许的。对于低速资料,可以使用滤波器把“尖峰”减小到门限值以下。
      如果不允许数据错误,同时又仅用SPD来对浪涌进行保护,就要采用一些方法来识别和恢复错误数据。通信协议是常用的方法(1.4.7中已简要地提过)。最好是购买实行完善协议(比如CAN)的芯片,而不是想当然认为自己建立一条属于自己的协议该有多好。即使对于产量很大的对成本十分敏感的产品也要这样。

3.14.4 浪涌保护器件(SPD)的额定参数
      SPD的额定参数的确定应与建筑物的设计及其雷电保护网络一同考虑。BS6651附录C中详细讨论了此问题,指定在房屋不同部分安装的设备的SPD额定参数。
      这个标准或其它一些有关电子设备雷电保护的标准(比如IEEE C62.4-1991)应用于一般标准或产品电磁兼容标准没有涉及浪涌要求,或浪涌需求不完善的场合,(例如,EN50082-1:1992和EN50082-2:1995根本就没有谈及浪涌需求,而EN50082-1:1997仅仅是对电源线和支流电源埠提出了浪涌保护的要求)。
     在BS9951附录C中,对安装在距离建筑物的电源入口20米以上的设备(这是最好的位置,称为A类),给SPD提出的额定参数如下:
低风险前提:2kV, 167Amps
中等风险前提:4kV, 333Amps
高风险前提:6kV, 500Amps
    当建筑物不够大,而不能满足A类时,这包括多数住所,对内部连接的设备而言,划分为B
类:
低风险前提:2kV, 1000Amps
中等风险前提:4kV, 2000Amps
高风险前提:6kV, 3000Amps
     外部远程通信和其它信号/数据电缆(不管在建筑物内的部分有多长),以及安装在建筑物外面的设备电源,均划分为C类:
低风险前提:6kV, 3000Amps
中等风险前提:10kV, 5000Amps
高风险前提:20kV, 10000Amps
    当产品有完善的雷电保护时,通常也会对其他方式产生的浪涌有相当的保护作用。当某个场合预期会受到非雷电因素引起的高电平浪涌侵害时,要对产品提供比雷电保护标准更高的保护。
    一些超导磁铁、发电或核电磁脉冲(NEMP)会产生包括极端或特殊的浪涌类型,这里暂且不提。

3.14.5 浪涌保护器件(SPD)的熔断
     有的SPD最终都会失效。由于大多数产品都在电源入口处采用金属氧化物压敏电阻类的器件(这种器件的失效模式为在使用过程中漏电不断增加,最终导致短路),因此需要熔断以防止火灾及电击的危险。
    若熔断丝仅在SPD电路中,则它在浪涌发生时会断开,这时受保护的设备可能会遭受到浪涌残余分量的冲击而损坏。即使受保护的设备未损坏,它失去了对浪涌的保护,因此很容易遭到下次浪涌的攻击。
    如果熔断丝与连到所保护的设备的线路串联,由于SPD熔断丝的断开将导致线路与设备断开,这在一些重要的应用场合是不允许的。
    SPD熔断问题非常复杂。但如果SPD的额定参数选择得使其承受大量的浪涌,以上的方法都是可以接受的。

3.14.6 浪涌保护器件(SPD)的安装
      SPD与滤波器一样,可用来抑制无用的差模或共模信号。差模浪涌通常称为线间(对称)浪涌,共模浪涌则被叫作线地(非对称)浪涌。SPD经常做旁路使用,其目的是为了“短路”浪涌电压。同滤波器一样,只有安装正确,SPD才能达到预期的效果。而正确使用的一个关键是避免引线电感。
    当浪涌电流在引线中流动时,产生的电压会使“残留”电压升高。如图29示,最好使输入电源(或信号)直接接到SPD的接线端上,同时将受保护电路也连到SPD的接线端。

图29 在开关电源的输入端安装SPD的一个例子

图29 在开关电源的输入端安装SPD的一个例子

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 楼主| 发表于 2014-12-17 23:10:55 | 显示全部楼层
     图29也指出了对于便携式或电源线插线连接的设备,在相线到地之间使用SPD 是不提倡的,尽管并不是禁止的。因为当SPD老化时,会发生不可预测的SPD地线漏电,会导致安全问题。因此对于线地之间(共模)的浪涌,最好采用其它方法来处理。
      然而,对于电源线固定,并且安全地线连接良好的设备,在电源相线与地线之
间使用SPD是可以的,尤其是在设备有双重保护地导体的情况下,如果一根地线出了问题,另一根地线可以防止由于SPD产生地线泄漏造成的电击伤害。建筑物内安装设备时,通常将SPD连接在相线到地之间,其目的是为了保护建筑物内的设备免受雷电浪涌的冲击(参见BS6651 附录C),但在这种情况下,房屋地结构(公共接地网络)应具有较大的富裕量,不能仅靠单一导线起到安全保护作用。
       还有一些其它类型的与受保护电路串联的浪涌抑制器。防止开关接通时向外发射浪涌干扰的抑制器与保护电路免受电源浪涌冲击的抑制器是不同的,在此暂不讨论。
3.14.7 地线跳跃的问题
      只要有适当的保护地线,在有关安全标准中,对在固定设备的电源线的相线与保护地之间安装SPD是允许的。但由于保护地导线的电感,可能会引起新的问题。因为普通的保护导线有大约1mH/m的电感,雷电浪涌电流大约为1kA,上升时间约为1ms。将SPD连接到一定长度的地在线来试图抑制电源在线的浪涌,实际上这对浪涌的开始部分并不起作用。相反,它会使接地导线(也就是机壳)上的电压跟随相在线最初几微秒的浪涌电压。这个现象被称为“地线跳跃”。
      这虽然可以保护电源线的输入端口,但在信号电缆与设备连接的情况下,接地机壳上的浪涌电压会使信号电缆的电压也达到电源在线的浪涌的电压,这将损坏与之相连的电路(即使是光耦合也可能损坏,因为多数光耦合器件的额定电压仅为500V)。因此,当在电源输入端安装SPD以防止线地间的浪涌时,所有信号电缆也需要浪涌保护。
      在电话线或局域网上安装与设备保护地相连SPD防护浪涌时,会发生同样的问题。这会导致信号电缆上的浪涌损坏设备的电源。因此,在电源在线也必须安装SPD。
     在计算机和通信机柜上对付地线跳跃的方法是,用一条或多条粗导体(长度不能超过半米)将其金属机架直接搭接到机房的公共接地网络上。如果机柜间相互传递信号而出现“系统阻塞”时,最好的方法是装一个局部接地网以减小机柜间的地线电感。这将会增加安装成本,但不需在所有内部通信I/O口上都安装SPD了。显然,这些接地和搭接技术不适合在家用或便携式产品上使用。

4 屏蔽
4.1 屏蔽与民用规则
  完整的空腔屏蔽体通常被称为“法拉第笼”,尽管这可能会使人想起一个布满小孔的笼(就象法拉第笼的原始模型一样),而实际上并不是这样,但这种称呼是大家都认可的。屏蔽有一个成本体系,这使其在商业上十分重要,因此应在产品设计阶段早期就着手考虑屏蔽。屏蔽安装在不同部位成本也不同:
  
屏蔽体
  
  
成本(英镑)
  
  
RMB
  
  
 单个集成电路芯片上
  
  
 约25分
  
  
3.4
  
  
 PCB线路板上的一部分电路区域
  
  
 约1
  
  
13.8
  
  
 整个PCB
  
  
 约10
  
  
138
  
  
 子配件和模块
  
  
 约15
  
  
206
  
  
 整个产品
  
  
 约100
  
  
1,378
  
  
 组件(例如工业控制和仪表设备机壳)
  
  
 约1000
  
  
13,781
  
  
 屏蔽室
  
  
 约10000
  
  
137,814
  
  
 建筑物
  
  
 约100,000
  
  
1,378,142
  


  以上价格仅提供一个非常粗略的参考。但有一点很重要,在产品开发的初期进行屏蔽设计,成本可能很低,如果在产品开发的最终阶段进行屏蔽,成本会非常高。
  无论如何,屏蔽总是会增加成本和重量的,因此最好采用本书中所介绍的其它技术来改善EMC,避免屏蔽。尽管要尽量避免屏蔽,但在设计中一定为今后增加屏蔽作好准备。这样,一旦在最终测试时出现问题,你能够从容地应付,不会影响产品的成功上市。
  将所有导线和组件都靠近金属板可以获得一定程度的屏蔽效果。从电磁兼容的角度看,在有地线面的线路板上使用表贴组件是十分有益的。尽管这时仍可能需要辅助屏蔽,但对屏蔽效能的要求已经不那么高了,因此更容易制造,成本也较低。
  将电子组件中的模块及电缆靠近接地的金属板经常可以满足实际中对屏蔽的要求。但接地决不能依赖于绿/黄色导线的星形接地系统,而要直接接地。这里应用的金属板可以是镀锌钢板。  

4.2 屏蔽的一般概念
  关于屏蔽的机理,许多教科书上都有讲述,这里不再赘述。但有几个概念是很重要的。屏蔽体在电磁波传播路径上形成了一个阻抗不连续面,电场波在这个面上发生反射,并被屏蔽体吸收。这在概念上与滤波器的工作原理相似:在无用信号的传送路径上形成阻抗不连续接口。阻抗变化越大,屏蔽效能也越大。  
  一块厚度0.5mm以上的金属板,在1MHz以上其屏蔽效能已经非常好了,超过100MHz屏蔽效能更好。金属材料用于屏蔽时的问题主要发生在材料较薄时1MHz以下的频率和屏蔽体上的开口,本章主要讨论这些问题。  
4.3 屏蔽壳体越大越好  
  被屏蔽的电路与屏蔽壳体壁面之间的距离要尽量大。较大的屏蔽体往往呈现出更高的屏蔽效能。这条建议似乎很难被接受,因为大多数机箱都是塞得满满当当。
  当屏蔽体内有相互平行的面时,在谐振频率处会形成驻波,这会降低屏蔽效能。形状不规则的屏蔽体,或曲面屏蔽体,或没有平行面的屏蔽体(是否很荒诞),有利于防止谐振。如果屏蔽体对边平行,尽量防止宽度、高度或长度在同一频率处发生谐振。因此要避免正方体形的屏蔽体,同时,要避免各方向的尺寸成倍数关系。例如,如果长度为宽度的1.5倍,那么宽度的第二次谐振将会与长度的第三次谐振一致。最好采用长宽比为无理数值的尺寸,比如Fibonacci(斐波纳契)数列中的资料。也许以上考虑是不必要的,因为内部的PCB板、组件和导线对其谐振频率的影响是不可预见的。
  
4.4 趋肤效应  
  场有两种:电场(E)和磁场(H)。电磁场由给定比率(空气中的波阻抗E/M为377Ω)的电场和磁场组成。电场能很容易地被薄金属片阻挡住,因电场屏蔽的机理是电荷在导电边界上的重新分布。任何导体都具有较低的阻抗。
  但是磁场则难控制得多。阻止磁场的机理是在屏蔽体内产生涡流,涡流产生的相反的磁场削弱入射的磁眺。薄铝片不能满足这个要求。电流的渗透深度取决于场的频率和使用的屏蔽材料特性,这即是熟知的“趋肤效应”。
  一个趋肤深度是在屏蔽材料里,由于“趋肤效应”导致入射场感应的电流衰减9dB的深度。因此,一块三个趋肤深度厚的金属材料能使其另一面(与磁场入射面相对的面)上的电流降低大约27dB,磁场也有将近27dB的衰减。
  趋肤效应在低频时尤其重要,此时的场主要是波阻抗低于377 Ω 的磁场。趋肤深度的计算公式在许多书籍上已给出,但还需有屏蔽材料的导电性及相对磁导率。图4A给出了铝和钢的趋肤深度,同时将铜材料插进来加以比较。纯锌与铝的趋肤深度非常接近。  

图4A 铜、铝和钢的趋肤深度曲线图

图4A 铜、铝和钢的趋肤深度曲线图

图4A 铜、铝和钢的趋肤深度曲线图

  铜和铝的导电性能是钢的五倍以上,因此,它很适于用来阻止电场,但其相对磁导率为1左右(与空气相同)。典型的中碳钢在低频时的相对磁导率大约为300左右,当频率超过100kHz时便迅速降到1。其较高的磁导率是其趋肤深度较浅的原因,这使它在低频时比铜和铝更适宜做屏蔽材料。不同等级的钢材(尤其是不锈钢)具有不同的导电性和磁导率,这导致其趋肤深度也大不相同。
适合于屏蔽的材料应该是具有较高导电性和磁导率的材料,并且其厚度能保证在所考虑的最低频率处获得所需的趋肤深度。1mm厚的镀纯锌钢板能够满足大多数场合的要求。
  
4.5 孔洞   
  普通金属在超过30MHz的频率时,其屏蔽效能很容易达到100dB或更高些,但这只是在假设屏蔽体完全密封的情况下,没有结合处或开口。除非将所有的缝隙都焊接上,并且没有外部电缆、天线或传感器,否则实际产品装配时是十分困难的。
  实际上,屏蔽体能否减小发射或提高抗扰度在很大程度上受其上面开口的影响,如图4B和4C所示。

图4B 针对抗扰度采取的屏蔽措施

图4B  针对抗扰度采取的屏蔽措施

图4B  针对抗扰度采取的屏蔽措施      

图4C 针对发射采取的屏蔽措施

图4C 针对发射采取的屏蔽措施

图4C 针对发射采取的屏蔽措施

  完整的屏蔽体上一旦有了孔洞,这个孔洞相当于一个半波谐振缝隙天线,这使我们可以在给定屏蔽效能的条件下,对所允许的最大孔径作出估计。事实上,这个假设并不总是精确的,但总比没有任何依据强。如果在实践中发现这个规律误差较大,可以针对具体产品,按照实践经验进行改进。
  缝隙天线的谐振频率由其最长尺寸决定(其对角线长度)。孔洞的宽度影响非常小,即使孔洞只漏一线光,也不说明其电磁泄漏小。仅有保护漆涂层厚度,甚至金属表层氧化膜厚度的缝隙,在谐振频率上产生的辐射泄漏与一个手指宽的缝隙是相同的。
  
本书的前面曾经出现过的图4D和4E告诉我们,现代电子产品内部的频率与我们用来进行通信和广播的频率范围是相同的。电磁兼容设计中著名的论点之一就是将产品内部的频率限制在机箱内,而不要让它出来干扰外部的无线电广播频率。图4F表明了屏蔽体上的孔洞是如何发挥其天线作用的,这使得内部频率能够干扰无线电广播频率,从而引起干扰。  

图4D 日常生活中所用频率

图4D 日常生活中所用频率

图4D 日常生活中所用频率

图4E 日常生活中的频率及干扰频率的迭加

图4E  日常生活中的频率及干扰频率的迭加

图4E  日常生活中的频率及干扰频率的迭加

图4F 类似天线作用的屏蔽体上的缝隙所泄漏的频率

图4F  类似天线作用的屏蔽体上的缝隙所泄漏的频率

图4F  类似天线作用的屏蔽体上的缝隙所泄漏的频率

  半波谐振天线的特性是导致图4F中实线(可参见图4G中所标出的经验资料)的依据。我们知道,19英寸机架单元的前面板边缘上的狭长缝隙的长度可达430mm,这个缝隙在350MHz左右的频率处会发生半波谐振。在这个频率处,19英寸机架部件前面板不再具有较高的屏蔽效能,将它拆掉可能不会有什么影响。

图4G 孔洞屏蔽效能的经验曲线

图4G  孔洞屏蔽效能的经验曲线

图4G  孔洞屏蔽效能的经验曲线

  对于给定的屏蔽效能,在估算一个孔的最大允许尺寸时,图4G是非常有用的,可以方便地知道有关屏蔽效能所对应的孔洞大小。对于1GHz(多数标准中测试的频率上限)时20dB的屏蔽效能,图4G说明孔的直径不能超过16mm,40dB时其直径仅1.6mm,这是就需用密封衬垫对缝隙进行处理,和/或采用后面将介绍的截止波导通风板。
  实际的屏蔽效能取决于机箱内部相对两个面造成的谐振、元器件和导线与孔缝的接近程度(使诸如扁平电缆那样的传输数字信号的电缆远离孔缝)、屏蔽体体不同部件之间的搭接阻抗等。
  只要有可能,就应将所有必需保留的开孔分成许多更小的孔。无法避免的长缝隙上(盖板、门等),需使用导电衬垫或指形簧片(或其它可保持屏蔽连续性的方法)。多个尺寸相同且距离很近的小孔的屏蔽效能会比单个孔低,屏蔽效能的降低与孔洞数量的平方根成正比,因此两个孔洞将降低3dB,四个孔降低6dB,八个孔降低9dB,等等。如果所考虑频率处的波长可以与所有小孔形成的数组的尺寸比拟时,或孔洞彼此不靠近时(与波长相比),这个“每两倍数量的孔洞降低3dB”的法则就不成立了,因为有相位抵消效应。然而,这个简单的法则至少能向你提出警告。
  孔洞之间的距离大于半波长时,一般不会造成比单个孔的屏蔽效能降低,但100MHz时的半波长是1.5米,而典型的产品在如此低的频率时尺寸都会小于半波长,因此增加孔洞的数量会使屏蔽效能降低。孔洞不仅仅充当天线,它还会迫使屏蔽体上流动的电流改变其理想通道,这会导致孔洞发射磁场。孔洞上的电压会导致空洞发射电场。作者曾发现在一个安装在线路板上的为微控制器提供屏蔽的屏蔽盒上,一个直径不大于4mm的孔洞,在130MHz时,其发射已有相当的水平。图4G提示出在4mm孔洞所对应的频率处,其屏蔽效能相当可观,但噪声特别强的微控制器在屏蔽体上引起极大的电流,而正是这个电流造成了发射,而不是孔洞的天线效应。在长形开口的情况下,可根据内部电路,适当调整孔洞的长边方向,有时可能会减小这种发射。

4.6 低频(磁场)屏蔽
  在图4A中,我们特意将50Hz的频率标出,目的是为了说明普通金属材料在任何实用的厚度下欲取得良好的屏蔽效能是多么困难。
  铁镍合金具有很高的相对磁导率,通常在10000左右。其趋肤深度相应地很小,但仅在数千赫兹以下的频率时才有效。一定要小心,不能撞击这些材料做成的部件,因为这会使其磁导率受到严重影响,一旦发生这种情况,这些部件只得废弃,否则需要在氢气中再次进行热处理之后方可使用。 这种特殊的材料为磁场提供了一个旁路通道,从而使受保护器件避免磁场的干扰,这个原理是与普通屏蔽不同的。
  所有相对磁导率大于1的金属屏蔽材料在强磁场内会发生饱和,一旦发生饱和,其屏蔽作用大为降低,且经常发生过热现象。安装在电力变压器上的用来减小交流磁场泄漏的钢或铁镍合金屏蔽箱经常发生饱和,而不能获得预期的效果。解决这个问题的方法是使屏蔽箱体的体积加大,使其避开局部强磁场。
  低频磁场屏蔽的另外一种技术就是主动抵消。至少已有两家公司提供了这种产品来保持CRT显示器的图像在受到工频磁场污染的环境中保持稳定。
4.7暂缺
4.8暂缺
4.9显示器(诸如此类的东西)的屏蔽
    要显示,屏蔽体上就要开口,这样就会影响屏蔽效能。通常,几只很小的LED组件并不会造成严重的问题(尽管采用塑料壳体时,经常会出现静电放电敏感性的问题)。将显示器件安装在屏蔽体外部可以避免开口,但这会使显示器件失去屏蔽作用,产生诸如显示器件上的数据和电缆和电源电缆穿透屏蔽体等一系列新问题。
    图4M说明了安装在屏蔽室墙体开口内的一个显示器单元电路,采用内部“脏盒”来控制穿过开口的电磁泄漏。脏盒和屏蔽体墙内部的搭接一定要与屏蔽体上的其它搭接部位一样进行处理。

图4M “脏盒”处理显示器的方案

图4M “脏盒”处理显示器的方案

图4M “脏盒”处理显示器的方案
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 楼主| 发表于 2014-12-17 23:25:10 | 显示全部楼层
    如果显示器件需进行屏蔽,则屏蔽窗是必要的。通常,单枪三束彩色显像管的屏蔽已相当不错(由于重要的荫罩作用),只要显像管前端的金属部件在一整周完整地电气连接到前面板就行了。如果在产品上用有源LCD数组替代阴极射线管,就会比阴极射线管(CRT)产生更多的发射。有时,还要安装屏蔽窗,而如果使用阴极射线管(CRT),则不需要。
    有许多屏蔽窗可供选用,这些屏蔽窗主要基于以下两种技术:
&#216;         在塑料基片上沈积一层薄金属膜,通常是铟锡氧化物(ITO)。其厚度一般8微米左右,如果再厚,光学性能的降低就变得难以接受。对于电池驱动的产品,背光耗电量的增加会带来更多的问题。参看图4A,我们知道,金属膜这样的厚度在100MHz以下不能提供良好的屏蔽效能。
&#216;         内嵌金属丝网,通常是经过发黑处理的优质金属铜丝网。在导致与金属膜同样光学性能降低的条件下,它能提供较好的屏蔽效能,但有穆尔条纹现象,如果丝网的网格尺寸不合适,会与像素发生干扰。可以尝试的方法是将金属网对角放置。
    当有极高的屏蔽效能要求时,也可以使用蜂窝板屏蔽。这些其实是许多并列在一起的截止波导,多数情况下用于保密及军事场合。由于其视角很窄,除了操作人员以外,别人不能窥视到显示器的内容。
屏蔽窗口使用中的一个重要问题是其导电层(丝网、导电膜或导电蜂窝)必须在其一周上直接搭接到屏蔽壳体上。图4N给出了一种典型的装配方法,采用导电密封层/胶以避免使用紧固件。使用紫外光固化导电胶可以使装配时间等于或短于采用紧固件所费时间。  

图4N 屏蔽窗的搭接

图4N 屏蔽窗的搭接

图4N 屏蔽窗的搭接

4.10通风孔的屏蔽  
    这个问题与显示器的屏蔽有些相似,但仅能使用金属丝网或截止波导。与前面相同,它们必须在四周采用金属之间直接搭接(或使用导电衬垫)的方式连接到屏蔽室体上。当然,丝网网格可以比用在显示器屏幕上的大一些,有时可使用穿孔金属板。
    截止波导板在提供较高的屏蔽效能的同时,允许较大的空气流量。蜂窝板(由许多长窄的六角边形的金属管相互粘贴在一起制成)用于屏蔽通风口的场合已有很长的历史了。几乎所有的高屏蔽效能机柜上都使用截止波导板。
    由于需要清洁通风板表面上来自空气中的灰尘,因此通风孔的屏蔽设计可能会有些复杂。通过精心设计空气过滤器,可以允许屏蔽通风板板焊接或在适当的位置永久固定住。
  
4.11塑料喷涂或化镀
   塑料机箱由于手感舒适、外形美观而广泛应用。但要实现屏蔽就很困难了。如要在机箱内表面进行导电涂覆,比如在胶合剂里填以金属颗粒(导电漆),或采用纯金属物质(化学镀),则在设计注塑模具时要十分仔细。
    我们经常看到,当发现需要屏蔽时,塑料壳体的结构不允许通过在内表层涂覆导电物质来获得所期望的屏蔽效能。问题经常出现在塑料部件之间的缝隙上。已有的缝隙通常不能保证密封性能,同时也允许安装电磁密封衬垫。结果常需要重新制造昂贵的模具,并使产品投入市场的时间推迟,减小从新产品中获得的利润。
    当新产品需要一个塑料机壳时,从设计初始阶段就考虑必要的屏蔽措施从经济角度是十分重要的。
在塑料上进行导电喷涂或化学镀时,注意导电层的厚度不能太薄,否则提供不了足够的吸收损耗。现在已经开发出了使用镍和其它金属物质的涂覆层,这可以利用镍的高导磁率,以减小趋肤深度,从而获得较好的屏蔽效能。
    使用喷涂和化学镀的其它实际问题是:在预定的环境中,涂覆层能在产品的整个寿命期内附着在塑料基板上。 若没有材料及工艺方面的专业知识,是不易完成这项工作的。产品内部的导电喷涂层或电镀层剥落会使产品电磁兼容性能大为下降,使导线短路,引起误操作及留下火灾的隐患甚至发生触电事故。进行喷涂或电镀的塑料壳必须应由这方面的专家予以检验后方可使用。
    对塑料进行喷涂或电镀的一个特殊问题就是电绝缘问题。对于二级产品(双重绝缘),在塑料机壳内表面进行导电涂覆会减小安全间距,从而降低了电气安全性。另外,对于任意使用塑料机壳的产品,在壳体内部做导电喷涂会导致缝隙上发生静电放电的问题,这时辐射发射的问题可能被静电放电敏感性问题所替代。如果对于产品屏蔽是必要的,那么从商业的角度考虑,在设计的开始阶段对塑料机壳进行周密的设计是十分重要的。
    有些厂商在印刷电路板上或有关的部件周围使用薄且制作简单的金属屏蔽壳,使外观漂亮的塑料机壳不必再具有屏蔽的双重作用。这可以大幅降低成本,减少麻烦。但这一定要在设计一开始就着手考虑这方面的问题,否则,内部金属屏蔽部件的安装将会没有足够的空间。

4.12不用金属的屏蔽
    在普通的绝缘粘合剂中掺入导电颗粒或导电纤维就构成了导电塑料或树脂。有时,由于表层有塑料或树脂基质形成的“表皮”而难以形成良好的射频搭接。,这些绝缘的表皮不仅能在搭接处形成长缝,同时也不能与连接器、封套及滤波器外壳形成良好的搭接。由于混入导电颗粒,会使屏蔽体的某些地方强度降低,有些地方丧失屏蔽效能。以碳纤维(本身导电)为原料的物质也开始得到应用,但由于其不具有金属的高电导率,因此,在一定厚度下,其屏蔽效能较低。

4.13不适当屏蔽导致的传导试验失败
    虽然通常仅在30MHz以上的频率对辐射进行测试,但这并不是说30MHz以下的屏蔽不重要。在低频泄漏严重的屏蔽体会使传导试验失败。外形尺寸小于0.5米的小型产品在30MHz以下的频率时,并不是效率很高的天线。多数问题是由电缆屏蔽层的泄漏所致(电缆的长度往往使其在30MHz以下也是一根高效的天线)。然而,一个产品内部如果包含功率源和低频场,则在30MHz以下的频率也需要进行有效的壳体屏蔽。

4.14屏蔽体的安装
    导线穿过屏蔽室上的开口会使屏蔽效能大为降低。图4P给出了不会影响屏蔽体屏蔽效能的安装方法。

图4P 屏蔽体的安装

图4P 屏蔽体的安装

图4P 屏蔽体的安装

    所有穿过屏蔽壳体的电缆屏蔽层和连接器(密封管)应进行3600搭接,这与屏蔽体本身是同样重要的。对于非屏蔽外部电缆,精心组装和安装滤波器也是获得良好屏蔽效能的重要一环。
    需要再重复一下,电缆屏蔽层以小辫方式(而不是3600搭接方式)连接到屏蔽壳将会使屏蔽体在很低的频率以上就使屏蔽体失效(很短的小辫会使屏蔽体在10MHz以上失效,小辫越长,屏蔽体开始失效的频率越低)。关于工业机柜的屏蔽(含滤波)方法可以参考IEC1000-5-6(即英国标准协会的95/210789 DC),关于电缆(含地线)设计可以参考BS IEC61000-5-2:1998。采用小辫方式连接电缆屏蔽层的方法应该与方在火炉中加热的烙铁一样送进博物馆。 图4P是依据这两个标准来安装屏蔽机柜的关键部分,这张图在本书的第二章已经用过。图中关于电缆的安装细节可以参考第二章,关于在非屏蔽电缆上安装滤波器的细节可以参考第三章中。
4.15采用电路板级的屏蔽技术
    一开始我们就提出了这样的观点:为了降低成本,应该尽量在底层进行屏蔽。因此,线路板的屏蔽是必须考虑的一个问题。
    理想的PCB屏蔽是使用一个带有屏蔽连接器和馈通滤波器的无缝金属壳,实际上仅是上述产品级屏蔽体的一个缩微型。这样做的结果就称为模块,可以有极高的屏蔽效能,大量用于射频及微波领域。
    成本较低的电路板级的屏蔽是可能的,尽管其屏蔽效能通常达不到设计很好的模块所具有的水平。做好这种屏蔽的一个关键是在电路板上提供一个地线面作为屏蔽体的一个面,这样可以将一个简单的五面体盒象其它组件一样直接安装到电路板上。将这个屏蔽盒在其周边多个点上焊接到电路板的地线面上,在需要屏蔽的电路区域周围形成一个“法拉第笼”。在市场上可以看到许多各种标准的专门安装在线路板上五面体屏蔽盒,同时,制造这种精密金属件的专业公司也可按照要求订做。还有些屏蔽盒带有可以卡装的盖板,这样打开盖板就可
以对电路进行调整、测试点进行测试或者是更换芯片。通常在这种活动性盖板的边缘安装一圈指形簧片,以获得良好的屏蔽效能。
    很明显,这种屏蔽办法的不足就是电路板地线面与屏蔽体的各焊点间的缝隙,地平面上的孔洞(比如,组件针脚或过孔四周的安全间距), 屏蔽体上的孔洞(比如通风孔,调节旋钮开口,显示器等等)。将五面体屏蔽壳的边缘与地线面完全焊接到一起,这样就可以去掉缝隙,但会增加手工劳动。
    为了使产品成本最低,应将所有信号线及电源线都做为电路板上的走线,将其布置在屏蔽区域内,避免导线和电缆。这就说,我们需采用安装在线路板上的,具有与安装在隔板上的屏蔽连接器及滤波器效果类似的代用品。
    与屏蔽电缆等效的电路板走线情形是两层地线面之间布信号线,通常称为“带状线”。有时还在这根信号线的两侧,在同一敷铜面上,布置两根保护线,这些保护线通过过孔与顶面及底面的地线面相连。这里,每单位长度的过孔数是个决定性的因素,过孔之间的间隙相当于屏蔽体上的孔洞(保护走线自身有很大的电感,因此不能在高频时提供较高的屏蔽效能)。因为电路板材的介电常数大致是空气介电常数的四倍左右,当按照图4F和4G确定过孔间距时,其频率轴应缩短为一半(电路板介电常数的平方根)。有一些设计人员不使用保护线,仅用过孔将所讨论的走线包围起来。这时,随机地调整过孔间的距离可以避免谐振。
    如果带状线进入屏蔽盒罩住的电路,将其上面与下面的地线面(以及保护线)在带状线的近旁连接到屏蔽壳就行了。仅有一层与走线平行的地线面,走线暴露在空气中的结构称为“微带线”结构。当微带线进入电路板屏蔽盒时,由于屏蔽盒壳体的存在,将出现阻抗断续现象。如果微带线中信号的最高频率分量的波长是屏蔽盒壳壁的厚度(或屏蔽盒焊接边缘的厚度)的100倍以上时,阻抗的变化可以忽略。但如果不是这种情况,信号的性能可能会有一些降低,如果出现这种情况,这些信号最好用带状线传输。
    所有未屏蔽走线进入屏蔽电路板区域时必须经过滤波。虽然在电路板上采取没有滤波的屏蔽经常能够获得很大的改善,但是实际的情况很难预测,因此应该将滤波措施设计到电路上(至少在样机上要这样,如果能顺利通过电磁兼容测试,只要将其从电路板上移去即可)。最好的滤波器是馈通滤波器,但为了节省成本,我们需避免引线类型的滤波器。电路板上的滤波器可以按普通方式焊接到电路板上,然后再焊接到屏蔽盒壳壁上。将滤波器的中心连接点焊接到地线面上可以简化安装,要保证屏蔽盒和地线面上的焊点靠得很近,两面都一
样。后面这种结构也适合于表面安装的“馈通”滤波器,可以进一步降低安装成本。但馈通滤波器,即使是表面安装类型,也比单一的铁氧体磁珠或电容贵。为了在电磁兼容测试中找到最经济的滤波器,同时避免浪费时间和重新布板,可以设计多用途焊盘,以便安装下面滤波性能中的任意一种。
             ① 短路连接(直接用短路线连接起来,通常作为对新产品进行电磁兼容测试的开始点)
             ②与信号线串联的电阻或铁氧体磁珠
             ③一端接到地平面的电容
             ④共模扼流圈
             ⑤电阻/铁氧体/电容的组合(T型、P型、LC型滤波器等)
             ⑥穿心电容(中心电极接地,并非真正贯通)
             ⑦ 馈通滤波器(T型、P型、LC型等,中心电极接地,并非真正贯通)
    多用途焊盘的含义是,不会限制我们使用自制的滤波器,我们可根据电路的实际需要,设计出最适合的滤波器。
    至此,我们清楚地知道,这些电路板安装滤波器最理想的安装位置是沿屏蔽盒壳壁的轮廓线居中排列安装,这可能要在屏蔽壳体的边缘上开小口以容纳滤波器件。用表贴组件替代引线组件可使开口最小,同时改善了屏蔽效能。如果不是所有的线都可以滤波,注意不要把未滤波走线布置在已滤波走线旁边。图4Q给出了低成本电路板屏蔽的示意图。

图4 Q 电路板级的屏蔽技术

图4 Q 电路板级的屏蔽技术


图4 Q 电路板级的屏蔽技术

   与电缆一样,在有些场合要同时应用屏蔽和滤波。因此为所有进入屏蔽区域的“屏蔽”走线预留安装多焊点滤波器的条件是明智的,至少应该允许使用铁氧体磁珠。
5 PCB的布局
  这些PCB级的设计技术能有效地降低满足FCC,VCCI和/或电磁兼容指令等“外部”电磁兼容要求的成本。场合中。这些技术也可改善“内部环境的电磁兼容性”,其中一部分是与信号完整性有关的,可有效地减少设计重复次数,尽快地将产品推向市场。随着电子技术的进步(时钟速度提高,A/D转换器的转换精度提高),本文所讲述的实用技术对于获得商业成功是很重要的。
  将本文所提供的PCB技术联合使用所取得成效远大于使用单项技术的成效。这些技术大多数都能改善PCB的射频耦合状况,因此同样可以应用到所有模拟及数字电路,以及所有“内部”和“外部”的电磁兼容性所涉及的高频发射和敏感度方面的问题。
  弄清这些技术的原理有助于我们充分应用这些技术,但在这篇文章中,我们仅简单地浏览一下这些技术,在本文末提供一些非常好参考数据大家参考。
5.1电路的隔离
  为了最大限度降低成本,在正式进行产品设计的初期就应考虑这个问题。只有弄清了产品何处需屏蔽和滤波处理后,才可开始进行PCB的布局。因此,在产品开发的早期,就应对产品的结构及零部件布置的位置有一个全盘的考虑。
    下面指定的部分应首先予以注明:
        *  外界环境:不可能对总体电磁环境进行控制。
        *  内部环境:可以对电磁环境进行总体控制。
5.1.1产品内外环境的边界
  这一般是一个固定的边界。穿出产品机箱的导线显然是暴露在整个外部电磁环境中。但如果产品机箱屏蔽不够好或外面的电缆未经过良好的滤波及干扰抑制处理,那么产品内部的电缆线也可能受到部分外部电磁环境的影响。例如,如果机箱不能在所关心的整个频率范围内提供足够的屏蔽,则连接两块电路板的扁平电缆或跨接线将会受到外部高频射频辐射的影响。
  将产品的所有电子线路都布置在一块电路板上通常是满足电磁兼容要求的最佳方法。这是因为单块电路板的内外环境非常分明,控制它的电磁环境比多块板更容易。如果采用单块电路板(没有内部导线及电缆)及本文讲述的有关技术,许多电子产品上都勿需使用屏蔽机箱。这就会节省材料和组装成本,可以采用造型美观,形式多样的塑料机壳。
5.1.2内部环境的划分
  当产品内部电路确定后,还要对其进行进一步划分,一般可分为噪声污染部分、高速部分、噪声部分、潜在“干扰”线路、未受噪声污染部分、敏感部分、无干扰部分、潜在的“受害”电路等。线路节点是否会成为干扰源,决于该处的最大dV/dt和/或dI/dt。线路节点是否会成为电磁干扰的受害者,取决于其信号电平和噪声容限。
5.1.3隔离
  线路板上的不同区域应彼此、与外部环境在结构和电气上隔开。在设计一开始就应将隔离区在所有图纸上清楚地表示出来,通常是在线路图上用虚线框把隔离区圈出来。
  要保证在后续的产品设计过程中始终时刻考虑隔离措施,包括系统设计、PCB布局、导线分组设计、结构封装等。为了便于产品设计人员、结构设计人员、线路板设计人员间的相互交流,在所有系统、导线及电路图上将隔离区域清晰地标出来是十分重要的。这对于不同地点的工作人员或转包工程,更应该如此严格执行。
  多数设计是在两维空间中进行的。因此经常在产品成型装配时发现一些问题,例如,极敏感的线路(如热电偶或麦克风放大器)的PCB与噪声发生线路(如开关电源)靠得很近。这会导致信号失真的问题。这种令人难堪并难于解决的三维安装问题应通过从设计初期就全面考虑最后的组装问题来避免。甚至在线路设计和PCB布局之前就应考虑这些问题。

图5A 单板产品的线路隔离示例

图5A 单板产品的线路隔离示例

图5A 单板产品的线路隔离示例

  图5A说明了对板产品进行良好隔离的一个例子,无论它有没有完整的屏蔽壳都不重要。此例表明:在线路板一个边上设置了一块安装电磁干扰抑制器件隔离区域,它就好象内外环境之间的一道墙一样(确实是这样)。 该区域仅包含光隔离器、隔离变压器、平衡-不平衡变换器、滤波器、瞬态吸收器、以及类似的接口器件,但不包含集成电路芯片。它还包括任意屏蔽电缆和/或任意屏蔽体的屏蔽层的搭接点。如果这PCB仅是较大设备组合中的一部分,那么其它部分为了实现良好的电磁兼容性而采取的措施也是一样的。
  内/外接口器件被指定安装在PCB的确定边缘上,目的在于使无用的外部电流(例如,保护地的电压引起的电流)仅仅局限在PCB的相应区域,从而防止其从线路部分流过。
  如果设备的机箱是一个良好的屏蔽体,内/外边界由屏蔽体的屏蔽墙构成。所有相关的滤波及抑制器件、电缆屏蔽层的搭接都必须采用安装在屏蔽体墙体上的连接器板来实现接地(可参见第4章中的相关部分)。所有互连集中在一个区域中仍是最好的。现在可以看到许多电路板上安装的屏蔽和/或滤波连接器,这些器件也可有效地与金属面板进行搭接。这些器件应与接地板焊接到一起,在最后装配时将其电气搭接到屏蔽体墙上,这种方法往往是比较经济的。
  在PCB上的每块隔离电路之间应该留出一些没有器件的窄通道。这些通道的宽度应允许安装象高频头屏蔽盒那样的屏蔽体,并允许将这个屏蔽壳的四周每隔一段距离(比方说,每隔15mm)与0V面相连。
5.1.4 PCB的组件布局与布线
  在每个隔离区域中,首先应对噪声最强的或最敏感组件进行安排,尽量靠近这些区域中部并远离电缆或导线。这些器件包括:时钟产生电路及其传输线(噪声极大);总线式数字芯片(噪声很大);微控制器(有噪声);开关模电源晶体管和整流器及其扼流圈,变压器和散热器件(都有噪声),模拟集成芯片(敏感)和毫伏级放大器(很敏感)。注意(参见第一章):即使低频运放也会对干扰非常敏感,甚至在1GHz以上的频率也是如此。
  除了组件与参考面之间的联机应非常短以外,数字时钟分配线(干扰性极强的信号)必须安排在与OV平面相邻的单层上(不要通过过孔换层)。这些走线必须尽可能短,即使如此,还是有必要采取传输线技术(以后讲述)。反复调整组件位置使走线最短是非常必要的。
  接下来就应布置数字总线和高速I/O接口,与布置时钟走线的方法一样。传输毫伏级变信号的敏感导线也按照时钟线那样布置,尽管它们在PCB上的不同区域中。后面的传输线技术部分将讨论当关键走线需要变换板走线层时应该怎样办。
  所有其它类型的模拟、数字和电源信号也应按其产生干扰或敏感的程度进行布线。如果这些特征从电路分析上得不到明显的结论,在样机板上用带有电压或电流探头的宽带示波器(或频谱分析仪)可以看到哪个组件最易产生干扰,用一个宽带扫描发生器向电路中注入电压或电流则可以发现什么电路的敏感性最强。在此,环形探头是最有用的,它能够将信号注入到PCB走线而不需要与有关的潜在敏感线路区域相连。
  所有组件及其走线必须布置在规划的PCB区域内。进出区域的走线只是那些必须与其它区域相连的走线。如果产品内的导线及电缆是不可避免的,那么就必须确保其布线是固定的,使它们不会掉进错误的区域。
  在PCB投入生产前,最好是对PCB布线图进行校验,检查其是否符合图纸上对隔离的要求。简易的检查是统计穿过电路图上的表示隔离区域的虚线的走线和其它导线的数量,穿过线路板图上隔离区域间信道的导线数目应和统计的数量一致。如果电路采取自动布线,那么,经常可以发现有多余的导线穿过隔离区域的边界。遇到这种情况,要及时将其去除。自动布线通常不能满足电磁兼容的要求。
5.2 界面的抑制措施
  电磁干扰可以在隔离区域间通过接口进行辐射和/或传导,采用屏蔽、滤波或隔离技术(比如光耦)有助于将其减小到可以接受的水平。为了对每个接口都采用最经济的方案,需要所有电磁现象进行评定,假设电磁环境和有关电路的发射/抗扰度特性是已知的。
  在处理隔离区间的接口时,不要忽略了内部电源和其它诸如OV等公共连接点或地平面。线路设计人员在其线路图中将这些连接省略了,尽管这些连接线提供的回流路径与发送路径是同样重要的,但在图中是看不到的。

5.2.1 内/外部接口的抑制方案
  从外部穿入内部的导线需要全面的抑制技术,包括屏蔽、滤波、隔离变压器、光隔离器、浪涌抑制器件等。如上所述,对所有内/外部的互连及抑制而言,最好的办法是在屏蔽体内采用单块PCB或单块操作面板。
  显示器件(比如LCD,LED,VDU,动圈式表头等)和操作器件(比如按钮,电位计,旋钮等)也是内部和外部的接口,尤其容易受到人体静电放电的影响,这将在第六章讲述。
  屏蔽(参见第四章)可以应用于芯片,PCB的局部,整个PCB或整个产品上(依成本及其难易程度升序排列)。以上所讲述的隔离方法有助于降低屏蔽的成本。

5.2.2 污染/高速/噪声区域及干净/敏感/稳定区域接口的抑制方案
  要确定对PCB走线和其它互连不同PCB板的导线进行何种抑制,要在哪些地方进行,需要对导线传输的有用信号与无用噪声进行评估才能决定,同时还有考虑这些导线连接的电路的敏感性。
  数字时钟和数据总线会产生干扰噪声,不应安排在干净/敏感/稳定的PCB区域中。传输给敏感区域的数据,应该在距离区域边界较远的从总线上锁存下来,数据总线要限制在噪声较大的区域中。
  电源配电网络、“静态”数据线和其它低频信号线通常是容易被忽略的将噪声从一个隔离区传导到另一个隔离区的导线。长时间维持逻辑1或0的数字控制线通常认为是稳定的,但它们上面经常载有它们的驱动芯片产生的数十甚至数百毫伏的高频噪声(例如,通过“地线跳跃”和其相应的“电源跳跃”)。许多模拟电路受到电源在线来自开关电源或直流/直流变换器的噪声的影响,这些噪声还可能来自与其共享电源的数字电路或对模拟开关和运算放大器进行控制的“静态”逻辑控制信号。通常需要将小型滤波器安装到这种区域的互联机上,但有时需更有力的措施,比如光隔离方法。
  隔离区间的接口器件,比如模数转换器、变压器、数据总线锁存器、滤波器、隔离器等,应该安装它们所连接的区域的公共边缘上。它们应该位于一个完整的区域或其它完整的区域中(为了留有一个空白的通道)。其导线应直接连接到它们各自的区域,不要与这些器件另一侧或其它区域的线路混在一起。
  隔离区之间也会发生辐射干扰。虽然器件间的寄生电容也仅仅是几分之一皮法,但高频时可以将大量的位移电流注入到器件和相邻区域的走线中。将外形小巧的器件贴在PCB参考面上,同时将噪声最大的器件(例如,时钟、处理器、开关电源器件)和信号放在该区域的中间部分,可以避免对各个区域进行屏蔽。

5.2.3 接口抑制技术要则
    抑制技术包括:
         共模和/或差模滤波
         采用光耦或变压器进行电隔离
         通信协议(在干扰出现时减小误码率)
         浪涌保护器件
         采用平衡驱动和接收信号(避免单线传输)
         采用光纤、红外线、无线、激光或微波代替铜导线电缆
         对区域、空间、电缆和连接器进行屏蔽
  所有这些技术都已在本文的其它章节中讲述过。需要注意的是,在PCB上,仅仅一块平面,在高频时就能为滤波、电缆屏蔽和内部屏蔽提供非常好的参考面。

5.3 参考平面
  由于本身存在电抗和谐振,轨线、导线、“星形接地”、敷铜面等,除了在低频段(通常在1MHz以下),通常并不能作为良好的参考点。例如,据一般经验,PCB走线或单根导线的电感一般是1nH/mm。这就是说,仅10mm长的PCB走线在100MHz时的阻抗为6.3左右,在1GHz时约为63左右。正是这个原因,仅仅是完整的金属面才能在1GHz(及其以上)的频率作为参考点,这称为参考面。在PCB中,这些通常称为电源,地或0V面,但在讨论电磁兼容和线路问题时,尽量避免使用“地”或“大地”之类的术语(这些术语留着在讨论与安全性搭接有关的问题时用)。就多数电磁兼容设计技术而言,连接到绿/黄色保护地的导线不仅不会解决问题,往往还会带来新的问题。当与这里讲述的其它技术配合使用时,参考平面技术可以大大减小有害的电磁耦合。参考平面对于使其它PCB电磁兼容设计技术有效地发挥作用也是十分重要的。

5.3.1 建立正确的参考平面
  高品质的高频参考平面必须具有极小的局部电感,并可以在PCB上用完整的敷铜层实现,这就是所谓的参考平面。0V参考平面对所有相关电路而言均为0V(或“地”)连接,因此,0V回流电流在参考平面中流动而不在走线中流动。电源平面也起着类似的作用。
  0V参考平面必须位于其所有组件及有关走线之下,并且延伸到其外缘一定距离。即使对各个电路采用了0V平面,也仍要遵守上述的隔离和接口处的抑制技术。
  PCB上诸如引线、组件引脚和过孔等穿过参考面,会使参考平面的电感增加,从而使其在较高频率处的作用降低。在蜂窝电话中,发明了一种称为“隐藏式过孔”的技术,它允许走线层间进行互连而又不在参考平面上穿孔。对于要求较低的产品,一个原则是;在所关心的最高频率处,所有缝隙的尺寸要小于在0.01波长。对于1GHz时的良好平面(为了以较低的成本满足当前多数电磁兼容标准),这个原则指的是参考平面上的缝隙应在1.5mm左右(记住电磁波在线路板中的传播速率大约为空气中的一半)。绝不能将走线“隐藏”到某一参考平面层中。若参考平面上有不可避免的缝隙,也不应将其合起来形成更大的缝隙。PCB设计规范要求保留安全间距,因此,对于诸如双列直插式(DIL)组件封装的标准孔间距,会在参考平面形成网状,如图5B所示。

图5B 带引线IC芯片的网状0V平面

图5B 带引线IC芯片的网状0V平面

图5B 带引线IC芯片的网状0V平面

  走线、填充区块、保护环等,只有当至少每隔5mm至15mm通过过孔(间隔可随即布置)连接到一个特定的0V平面上时,才能在高频时有良好的效果。
  0V 参考平面要延伸到所有组件、走线及电源平面之外。常用的规则是“20H规则”:0V平面延伸出器件面和电源面的距离应至少为层间距的20倍以上。高速器件(比如数字时钟、处理器和内存)及其信号走线应放置在特定区域的中部,与参考平面边缘远离。
  所有0V和电源连接必须就近连接到各自的平面上,以使其连接电感最小。为了便于焊接,带引线的组件必须将其镀锡孔用图5B所示的阻热焊盘(有时称为车轮)直接连接到参考面。采用再流焊的表贴组件(SMD)要折衷考虑干连接保护与电感最小化的要求。
  图5C说明了各种用再流焊将SMD组件连接到参考平面的方法。最佳的办法是用较大的焊点,同时注意大量平面过孔上的阻焊层。由于参考面不需要焊接,因此不必用阻热焊盘,采用实体平面连接可以减小电感。

图5C 表贴组件在各种平面连接下部分电感的比较

图5C 表贴组件在各种平面连接下部分电感的比较

图5C 表贴组件在各种平面连接下部分电感的比较

  最好将参考平面做成矩形的(但不薄)以使其局部电感最小,同时也可使PCB的屏蔽体能更容易地安装。在有许多不同电源的场合,可能需要许多不同的电源平面。由于已经对电路进行了划分隔离,因此同一层上布置几个较宽的矩形电源平面也是比较容易的。
5.3.2 0V参考面与机壳的连接
    组件及走线对周围其它组件和走线具有较弱的电容耦合。电气操作会引起位移电流在这些“寄生”电容里流动,这会导致共模辐射。高速电路通常至少需要附近有一块导电表面,最好(越来越必要)是一个完整的屏蔽体,来减小辐射问题。金属机箱需连接到PCB的参考面,最好是多点分布在线路板上进行连接,使高频位移电流在其一小部分波长内可以回流到其源端。PCB支架和紧固件通常被用于这些机壳的连接,但应保持很短的长度(< 4mm)。在高速线路的每个区域的中心处应至少有一处连接,尤其是时钟发生器和分配电路更应如此。对于高速数字电路板,与机壳连接的OV参考面,在PCB上每隔50mm — 100mm的间距进行连接也不为过,应在PCB实验件上进行实验。即使不打算使用金属机壳或屏蔽体,将许多电势连接点包起来仍不失一个不错的主意。有时一张镀铝硬纸板或PVC就可以避免意外的问题了,只要它连接到了正确的地方。
    为了增加灵活性,尤其对模拟/数字皆有的电路板而言,每个参考面与机壳的连接都可以有没有连接的走线和焊点,需要时可以采用导线直接连接或各种型号和容量的电容进行连接。在某一机壳连接处直接接线而在其它地方采用电容进行连接,这样就可由一个“星形接地”系统来对低频(此时电感不是主要因素)进行控制,同时,高频由广泛分布的电容耦合所控制。应注意使所有这些走线、焊点和连接的组件(最好是SMD)的电感最小。在参考平面必须进行电隔离的情况下,只能使用电容连接,但应注意安全许可和地线泄漏要求(尤其对医疗设备而言)。
5.3.3 参考平面的屏蔽效能
    与金属平面贴近放置的天线在辐射和接收方面的效能都会降低。金属面带来的许多好处是由于它们允许回流电流选择电感最小的路径,但它们的“天线屏蔽”效应也是很重要的。为了充分发挥这种效应的作用,线路板上所有组件的顶部距离参考面的高度,在所关心的辐射或敏感度的最高频率处,不能超过波长的1/20。例如,15mm的距离将对处于1GHz抗扰度测试中的模拟电路起到一定程度上的屏蔽作用。
    组件的尺寸越小,其屏蔽效果越高,这就是为什么从电磁兼容的角度考虑,SMD组件是最适宜的原因。平面需要在组件周围延伸出比其高度多得多的距离。
5.3.4 线路板组件之间的互连平面
    插件框架、底板和母板/子板结构如果能通过很低的电感将其参考面连接起来,则能在信号完整性及电磁兼容性能方面获得极大好处。这可以通过将它们的参考面以多点低电感连接线互联起来实现。这些互联点比较均匀地沿公共边分布。值得庆幸的是,屏蔽底板连接器已经进入实用化。当没有使用屏蔽连接器时,可在每个信号或电源针脚旁边设置一根与参考面相连的针。虽然这种方法似乎会大大增加成本,但有时候,这是改善多电路板产品电磁兼容性能的最合算的方法(或仅仅是其中的措施之一)。将平面通过前面板和/或插件导轨连接起来也是不错的方法。
5.3.5 参考平面应该分离还是不分离?
    将参考平面进行分离后,其电磁兼容性(和信号完整性)比未分离前也可能好,也可能差,这取决于PCB的布局和线路设计,因此,通常很难决定该采用何种方法。注意如果将一块0V平面从电源的0V平面中分出来,它仍需进行机壳连接。对于传统的分设连接器区域0V平面的方法(为了阻止主板上的噪声通过外部连接器串到外面去),这一点更重要,在那里,连接器区域的参考面一定要连接到屏蔽机箱上。有一点需要注意,分隔开的参考面之间的寄生电容在500MHz以上的频率会渐渐地将两块参考面“短路”起来。
要从分离参考平面的方法中得到一些益处,必须注意一切细节问题,这就是越来越多的设计人员趋向于使用公共的、未分离的0V平面的一个原因。
    为了便于试验参考平面分离和不分离两种选择,至少应在PCB实验板上,将隔离电路区域间的自然边界处的所有参考平面进行分离,但要留有以后将其手工“连接”的方法。为了进行连接,分隔的平面每条边上,每隔10mm左右(最好取5mm——15mm的随机间距)成对地设置一些过孔。这些成对的过孔可以是悬空的,也可用短导线或电容进行连接。这些成对的过孔应尽量靠得近,这样,可以采用小电容或“零奥姆连接线”(最好是使用SMD)。用单片铜薄片连接的参考平面和多联电容器可以通过“星形接地”的方式来控制较低频率(此时电感不是决定性因素),同时也可产生低电感平面效应来控制更高的频率。
    因为参考平面上的分离沟相当于一根缝隙天线,最好不要有走线穿过这个缝隙(或从近旁通过)。如果走线必须穿过,一定要明确规定其回流路径,对于高频电流,回流路径必须与其发送走线靠近。这些措施又与分离参考面的目的相抵触,因此应限于有用信号的带宽内。高速信号通常经过一适当容量和型号的电容回流,但一些高速变化的数据流可能需要更宽带宽的回流路径,这种带宽单个电容是难以提供的(需要进行直接连接)。
    平衡信号在理想情况下不需要局部的回馈路径,但实际上,其平衡总是在一些频率点处发生改变,因此为了解决随之而来的共模“泄漏”问题,需要在近旁有一个回馈路径(通常是一个小容量电容)。直流电源和已经通过滤波去除了高频噪声的低频信号可以用分离0V面之间的星形点作为回流路径,只要由此产生的电流环路的电感可以忽略。注意不能仅根据某根导线所传送的信号名称就认定这根导线是低频信号线。在当今模拟/数字共存的众多产品中,产品中所有走在线通常载有大量的高频噪声。低频信号的局部反馈通路可以是铁氧体磁珠。
    在所有类型的信号线及其回流线上安装共模扼流圈(例如,在三组相关信号及其回路系统中使用4路共模扼流圈),可以从分隔参考面中获得最佳性能,但成本较高。如果上述各措施都在分离参考平面的PCB板上设计完毕,那么则需对其进行试验和优化。通过增加或减少各参考面之间的直接或容性连接,使电磁兼容性最佳。如果将所有连接点直接连接起来时电磁兼容性能最佳,那么在重新设计线路板时要做一个完整的参考平面。
5.3.6 电隔离参考平面
    上述的分离参考平面最终都会从同一电源总线处(至少为0V)获取能量,因此,对于从一个参考面至另一个参考面的的每一根导线(信号线或电源),都必须明确地为其设置好电流回馈路径。通常假设电隔离区域不需回馈电流,但在高频时并非如此。
    电隔离组件(光耦,变压器等)内部存在寄生电容。典型的光耦有0.8pF的内部电容,在100MHz时可提供仅2k的并联电阻,1GHz时则为200,这破坏了高频时的隔离状态。变压器(尤其是DC/DC电源变换器)一般都有较大的寄生内部电容。共模抑制器可以用于改善高频时的隔离效果,但在1GHz时增加一个数量级还是困难的。还有许多其它的寄生电容会使隔离效果降低。因此在高频时必须对这些寄生电容中流动的位移电流提供一条局部的回馈路径,防止其发生共模传导、辐射发射和抗扰度问题。
因为我们通常仅需对低频进行隔离(通常只是50Hz),我们可以将电隔离平面与主要参考平面用多个小容量电容连接起来(将电容安装在分离平面缝隙周围),其目的是在高频时获得一个单一的参考平面,并对寄生位移电流提供低电感局部回馈路径。
    当然,在考虑安全问题时,对组件的安全认证及其泄漏电流值要特别注意。
5.3.7 如何解决多层电路板费用昂贵的问题
    若批量生产,四层电路板仅比两层板贵20%——50%。曾经一段时间,参考平面的使用通常被认为是最恰当不过的电磁兼容技术,尤其在整体收支平衡阶段和考虑产品盈利时更是如此。
对于低密度双面PCB板,一种最适宜的技术是将所有走线放在PCB板的某一面上,而把一块完整的0V参考平面安排在另一面。对于数字电路,由于没有电源面,因此在电源分配总线上可能需要许多铁氧体磁珠,这可能不是太经济。
    如果走线必须布在双层PCB板的两面上,有些PCB板电磁兼容性能的改善可以通过布置“网格”0V走线来获得。这可以用双面PCB板上的0V走在线的“最大的敷铜面”或“填充区” 来实现,且必须相互垂直布线,“连接”水平和垂直0V区,整块PCB区域上,这些走线穿过之处便产生一个格点且与过孔并列排列。在敏感性较高或干扰性较大的组件附近,格点区域要更小些,通常,这对于引腿式微处理器较难实现,而对于SMD组件则很容易。应该花一点时间调整组件和走线以获得最佳的格点结构,但任意一个格点总是比一块完整的敷铜面的效果差得多。
    至于单面PCB板,如果不采取屏蔽及滤波措施,很难取得良好的电磁兼容性能,除非线路本身的发射水平足够低(低dV/dt和dI/dt),同时也具有较高的抗扰性(例如,高信号电平和低阻抗)。
5.4 电源去耦

   电源去耦的目的是使对于每片IC芯片而言,电源的阻抗在关心的整个频率范围内(对于电磁兼容,至少150KHz——1GHz)都小于1。有些组件可能需要在一些频率段上的阻抗小于0.1,才能保证正常的工作状态。导线和PCB走线的电感很大,因此不能提供这么低的阻抗,这需要合适的局部电容来解决。

5.4.1 电源去耦技术
   
   在电源线出入PCB的地方应安装大容量的去耦电容器(比如100μF),而在线路板上应分布一些容量较小的电容(例如10μF钽电容),并且应靠近大功率器件,例如微处理器、内存及其它大功率数字IC芯片。这些电容通常在10MHz以下的频率范围内可以提供低阻抗。下一步,每块IC芯片的电源应采用容量和种类合适的电容来去耦。如果一块IC芯片有多个电源引脚,那么每只引脚附近都应有一只合适的去耦电容,即使这些电源引脚都从同一电源处取得能量。
  随着频率的增加,欲在10MHz以上的频率取得良好的去耦效果比较困难,因为组件引脚、PCB走线、过孔等均有一定的电感,而且电容也具有自电感,这些都不可避免地限制了其性能。下面讨论在IC芯片的电源引脚近旁安装电容在较高频率范围内获得良好电源去耦措施。
  所需去耦电容的总容量取决于IC芯片的瞬时功率需求及允许的直流电压波动范围。VLSI和RAM生产厂商应该能够对其产品标明这些参数值(甚至电容种类和安装方式)。但要注意的是,这些厂商可能假设电源是一个精确的5V电源,这是不符合实际的。
   公式C dv = I dt给出了我们想知道的一切信息,公式中各参数的单位分别法拉、伏特、安培和秒。dV的计算方法是:从电源可能出现的最低电压(考虑初始容差、调整率、温度系数、衰变率及电源线中的电压降落)减去IC芯片的最低工作电压(参考其参数表)。dV通常仅仅为100mV。I是IC芯片在时间dt内从电源线获取的瞬时电流。I和dt一般不能在器件参数表中查到,必须用示波器以适当的方法测量。I中的一个重要分量是组件的输出(负载端)电流,但与“穿透”电流(也称为“瞬时吸收电流”)相比,这通常是可以忽略的。
  如果dV较低,通过改进电源或减小电源线电阻来提高dV是经济而成效的方法,不要安装会使高频性能降低的大电容。

5.4.2 自谐振问题

   电容在高频时不能提供较低阻抗的原因是其自谐振现象,并且容值越大这种影响也越大。电容的第一个自谐振频率(SRF)是串联谐振,相关公式如下:

1.JPG

    式中,L=ESL(电容器内电感)+任何引线的总电感+PCB走线和/或过孔的总电感。
   电容至IC芯片的电源引脚间的联机及PCB走线的电感可以假定为1nH/mm。当电容靠近IC芯片时,0V及电源平面的电感可以忽略。如频率达到电容第一自谐振频率SRF的三倍以上,去耦电容一般就没有作用了,如图5D所示。

图5D 解耦电容的自谐振(仅供参考)

图5D 解耦电容的自谐振(仅供参考)

图5D 解耦电容的自谐振(仅供参考)
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